模电实验做到场效应管这一节十个人里有八个会卡在同一个地方电路焊好了电源一上示波器挂上去要么输出贴着电源轨不动要么干脆一点波形都没有。问题往往不在管子本身也不在信号源而是在最前面那一步——静态工作点压根没设对。场效应管放大电路的静态工作点设置方法及其分析估算是模电里少数几个算错了就一定做不出来的环节它跟三极管那一套偏置逻辑几乎是两套语言三极管靠注入基极电流定工作点场效应管靠栅源电压定工作点而栅极偏偏又不吃电流所以很多人第一次照着三极管的思路去设计分压偏置算出来的结果和实测差出一倍都不奇怪。后面这几段我想把自己在课程实验、自己搭小信号放大板、以及帮人排查通电不工作的过程中攒下来的一套东西讲清楚JFET 的自偏压为什么能凭空变出一个负栅压、分压式自偏压到底比它稳在哪里、二次方程解出来两个根该怎么筛、图解法和解析法各自在什么场合更管用、静态工作点定完之后怎么决定增益和最大不失真幅度、以及搭出来不对时按什么顺序去查。内容覆盖耗尽型与增强型、N 沟道与 P 沟道、分立电路与差分对里的恒流源偏置公式会给全算例会给具体数字也能直接抄到自己板子上验。1. 场效应管的偏置逻辑要从栅极不吸电流这一条重新写起1.1 三极管那套分压偏置搬到场效应管上为什么不成立三极管放大电路的偏置设计核心矛盾是基极要吃电流IB 会有几十微安到几百微安分压电阻如果取太大IB 就会把分压点的电位拖下去所以教材上会要求分压支路电流是 IB 的 5 到 10 倍于是电阻只能取到几十千欧的量级。场效应管完全不是这回事JFET 的栅极是一个反偏的 PN 结MOS 的栅极干脆是一层二氧化硅绝缘层栅极电流在室温下只有皮安到纳安级别跟分压支路电流比起来几乎可以当成零。这个差别带来的直接后果有两个一是栅极分压电阻可以取到几百千欧甚至兆欧级不会因为栅极取电流而被拉偏同时输入电阻可以做得很高二是栅极电位的来源变得非常自由它可以是分压电阻给的固定电压可以是源极电阻上的压降顶上来的也可以是恒流源给的甚至是几种方式叠加。换句话说三极管偏置里电阻不能取大这条硬约束在场效应管这里直接消失了。但有一条底线必须记住JFET 的栅源之间是 PN 结N 沟道 JFET 必须保证 UGS 为负让栅结反偏一旦 UGS 变成正的且超过 0.5V 左右栅结导通栅极电流从皮安级瞬间跳到毫安级输入电阻崩掉管子还可能直接烧掉。增强型 MOS 因为是绝缘栅UGS 可正可负但要导通必须大于阈值电压 VTH。这一条差别正是两类器件偏置电路分道扬镳的根本原因也是后面所有电路形式的前提。提示判断一个场效应管放大电路能不能用自偏压第一件事不是算而是看器件是耗尽型还是增强型。耗尽型JFET、耗尽型 MOS可以自偏压增强型 MOS 不行。1.2 自偏压让源极电阻上的压降自己造出一个负栅压自偏压电路的结构非常朴素漏极串一个 RD源极串一个 RS栅极通过一个大电阻 RG 接地栅极不接任何电源。因为栅极电流近似为零RG 上没有压降所以栅极电位 UG 就等于地电位也就是零。而源极电流等于漏极电流 ID源极电位 US 就等于 ID 乘以 RS。于是UGS UG − US 0 − ID·RS −ID·RS这个式子里最关键的是那个负号。它不需要任何负电源也不需要额外的偏置支路只要管子里有电流流过源极电阻栅源之间就自动获得了反偏电压。而且这个机制自带直流负反馈假设因为某种原因 ID 变大US 跟着变大UGS 变得更负管子被拉回来ID 又降下去。这条负反馈路径是自偏压电路最大的价值也是它虽然简单却依然能用的原因。不过它有个硬性前提UGS 必须是负的也就是说管子必须能在 UGS 小于零的情况下导通这就要求器件是耗尽型的。如果你把一只增强型 N 沟道 MOS 接成这种自偏压形式方程会告诉你 UGS 是负数而增强型管子在 UGS 小于 VTH正值时根本不导通实际结果就是 ID 近似为零、漏极电位约等于电源电压、栅极上一点动静都没有。这是课程实验里最常见的通电不工作原因之一很多人查了半天以为是管子坏了其实只是电路形式选错了。1.3 一个完整的自偏压算例把每一步都写清楚拿一组典型参数来算VDD 等于 12V管子的 IDSS 等于 8mA夹断电压 UGS(off) 等于负 4V源极电阻 RS 取 1kΩ漏极电阻 RD 取 2.5kΩ。先写两个方程。第一个是转移特性这是器件自身的约束ID IDSS × (1 − UGS / UGS(off))²第二个是源极回路给出的电压关系这是电路给的外部约束UGS −ID·RS把第二个代入第一个注意单位统一用毫安和千欧此时 ID·RS 的单位正好是伏特。代入后得到 ID 8 × (1 − (−ID×1)/(−4))² 8 × (1 − ID/4)²。令 y 等于 ID 除以 4方程变成 4y 8(1 − y)²整理得 y² − 2.5y 1 0解得 y 等于 2 或者 y 等于 0.5。现在筛根。y 等于 2 对应 ID 等于 8mA代回去得到 UGS 等于负 8V可这只管子的夹断电压只有负 4V负 8V 早就超出器件能工作的范围了这个根必须舍掉。y 等于 0.5 对应 ID 等于 2mA代回去 UGS 等于负 2V落在零和夹断电压之间物理上成立。接下来算漏源电压UDS VDD − ID·(RD RS) 12 − 2 × (2.5 1) 12 − 7 5V。最后校核它是否工作在饱和区恒流区判据是 UDS 大于 UGS 减 UGS(off)也就是大于负 2 减负 4 等于 2V。5V 明显大于 2V有 3V 余量这一组工作点是站得住的。静态参数数值说明UGSQ−2V由 IDQ 与 RS 共同决定IDQ2mA等于 IDSS 的 25%UDSQ5V距离饱和区边界还有 3V 余量饱和区判据UDS UGS − UGS(off)2V 5V满足把这套数算完你会发现自偏压的工作点实际上被 RS 一个电阻锁在了转移特性曲线上某个位置RS 越大工作点越靠下ID 越小RS 越小工作点越靠近 IDSS。这就是后面要谈的分压式自偏压的出发点。2. 分压式自偏压给栅极垫一个正电位工作点立刻稳一截2.1 纯自偏压的稳定性到底差在哪里上面算出来的 IDQ 等于 2mA 是在假定 IDSS 恰好是 8mA 的前提下得到的。可手册上给的 IDSS 永远是一个范围同一批管子差百分之二三十很正常夹断电压也有类似幅度的离散。把 IDSS 换成 4mA 和 12mA其余参数不动重新解一次方程结果会让人心里一沉。IDSS 取值解得 IDQ相对标称值的偏差4mA约 1.53mA约 −24%8mA标称2.00mA012mA约 2.26mA约 13%IDQ 从 1.53mA 到 2.26mA变化接近百分之五十。更要命的是IDQ 一动跨导 gm、增益、最大不失真幅度全都跟着动做出来的放大器和设计值对不上。问题出在哪里自偏压的负反馈强度取决于 RS 上的压降相对于夹断电压的比例而在这个电路里RS 又不能取太大否则 ID 会掉到很小、gm 掉下去、增益就没了。也就是说纯自偏压的反馈深度和可用电流之间是互相掐的。分压式自偏压的思路就是把这个矛盾解开在栅极上加一个由 R1、R2 分压得到的正电位 UG此时栅源电压变成 UGS UG − ID·RS。想让 ID 仍然是 2mA只需要让 UG 比 ID·RS 小 2V 就行这样就允许 RS 取得更大。RS 一大同样的 ID 变化会在 RS 上产生更大的电压变化负反馈就强了工作点自然更稳。2.2 分压式自偏压的方程、算例和稳定性对比电路改动很小在自偏压的基础上把栅极的 RG 从直接接地改成接到 R1、R2 的分压点上。第一级方程仍然是转移特性第二级方程变成 UGS UG − ID·RS其中 UG VDD × R2 / (R1 R2)。设 VDD 等于 15V希望把 ID 设在 2mA 附近为了让反馈足够深把 RS 加大到 3kΩ同时把栅极电位抬到 4V。管子参数沿用 IDSS 等于 8mA、UGS(off) 等于负 4V。方程是ID 8 × (1 − (4 − 3·ID) / (−4))²先把括号里整理一下1 减 (4 − 3ID) 除以负 4等于 1 加上 (4 − 3ID)/4也就是 (8 − 3ID)/4。代回去得到 ID 0.5 × (8 − 3ID)²展开整理成 4.5ID² − 25ID 32 0解得 ID 等于 3.556mA 或者 2.0mA。筛根ID 等于 3.556mA 时 UGS 等于 4 减 3 乘 3.556等于负 6.67V小于夹断电压舍去。保留 ID 等于 2.0mA此时 UGS 等于负 2VUDS 等于 15 减 2 乘 (RD 3)RD 取 4kΩ 的话 UDS 等于 15 − 14 1V余量太小了把 RD 改成 3kΩUDS 等于 15 − 12 3V饱和区判据是 2V余量 1V勉强能用但偏紧。实际搭板时我更愿意把 VDD 提到 18V 或者把 RD 降到 2.2kΩ让 UDS 留到 4V 以上。再看稳定性。同样把 IDSS 在 4mA 到 12mA 之间扫一遍其余参数不变IDSS 取值纯自偏压RS1k分压式自偏压RS3kUG4V4mA1.53mA约 1.78mA8mA2.00mA2.00mA12mA2.26mA约 2.11mA分压式把 IDQ 的波动收窄了一半左右代价是源极电阻上白白损失了 6V 的电源电压静态功耗也上去了。这就是工程上典型的取舍用电压余量换工作点稳定性。做课程实验时如果电源只有 12V就老老实实退回小 RS 方案自己有 18V 或 24V 电源的话把 RS 放大是值得的。注意分压电阻 R1、R2 虽然可以取到兆欧级但不要无限放大。环境湿度和助焊剂残留会在栅极附近形成兆欧级的漏电通路把栅极电位往下拉ID 就会偏小。我在梅雨天用 2MΩ 加 2MΩ 分压实测栅极电位比计算值低了将近 0.6V。分立电路里 100kΩ 到 1MΩ 是比较稳妥的区间。2.3 增强型 MOS 管只能走分压这条路两个根怎么筛增强型 N 沟道 MOS 的转移特性是 ID Kn × (UGS − VTH)²其中 Kn 是跨导系数单位 mA/V²VTH 是开启电压。因为它要求 UGS 大于 VTH 才导通而 VTH 一般是 1V 到 4V 的正值所以自偏压那种凭空造负压的机制对它完全无效必须靠 R1、R2 分压把栅极抬到 VTH 以上再靠源极电阻的负反馈稳住电流。举个可以照抄的例子VDD 等于 12VR1 取 200kΩR2 取 100kΩ于是 UG 等于 12 乘 100 除以 300等于 4V。RS 取 1kΩRD 取 3kΩ管子 Kn 取 2mA/V²VTH 取 2V。方程是 ID 2 × (4 − ID − 2)² 2 × (2 − ID)²展开得到 2ID² − 9ID 8 0解得 ID 约等于 3.28mA 或 1.22mA。筛根的方法和前面一样但判据换成 MOS 的版本把根代回 UGS UG − ID·RS检查 UGS 是否大于 VTH。ID 等于 3.28mA 时 UGS 等于 0.72V远小于 VTH 等于 2V说明这个解假设了管子已经导通可算出来的栅源电压却根本不够开启自相矛盾舍去。保留 ID 等于 1.22mA此时 UGS 等于 2.78V过驱动电压 UGS 减 VTH 约等于 0.78VUDS 等于 12 减 1.22 乘 4等于 7.12V饱和区判据 UDS 大于过驱动电压 0.78V 轻松满足还有 6V 以上余量。整个筛选判据可以归纳成一张表不管什么管型都照着查器件类型有效根必须满足的条件N 沟道 JFETUGS(off) UGS 0且 0 ID IDSSN 沟道增强型 MOSUGS VTH 0且 UDS UGS − VTHP 沟道器件上述判据的电压符号全部取反通用附加条件UDS 必须大于饱和压降否则管子进了可变电阻区大多数练习题里两个根只会留下一个另一个必然违反上述某一条。偶尔会出现两个根都在物理区间内的情况这时候优先选 UDS 更大、离可变电阻区更远的那个因为工作点越靠中间输出摆幅越大、失真越小。2.4 恒流源偏置与差分对里的用法前面两种偏置的稳定性都还依赖管子参数因为负反馈只能缓和而不能消除参数离散。如果要求 ID 几乎完全由外部决定就要用恒流源偏置把源极电阻 RS 换成一只恒流源ID 就由这个电流源直接定死跟 IDSS、VTH 基本没关系。分立电路里最省事的做法是拿一只 JFET 做恒流源——把它的栅极和源极短接此时 UGS 等于零管子工作在 IDSS 附近而它的输出电阻很高电流基本恒定。在差分放大电路里这种思路几乎是默认选项两管的源极接在一起下面挂一个恒流源做尾电流 Io每只管子分到 Io/2 的静态电流漏极各自串 RD 得到静态电位。这样做的原因是差分对的共模抑制能力直接取决于尾电流源的输出电阻尾电流越硬共模抑制比越好。集成电路内部几乎清一色用恒流源偏置原因倒不是性能而是恒流源可以用几只管子实现占的芯片面积比一个几百千欧的电阻小得多。对分立电路来说只有对稳定性有硬要求时才值得多花几个管子去搭恒流源。3. 图解法与解析法同一组约束的两张面孔3.1 转移特性曲线和源极负载线的交点就是工作点解析法是解方程图解法是把两个约束画在同一张图上求交点。对 JFET 自偏压电路图上有两条线一条是管子的转移特性 ID 等于 IDSS 乘 (1 减 UGS 除以 UGS(off)) 的平方是一条开口朝上的抛物线另一条是电路给出的源极负载线 UGS 等于负 ID 乘 RS是一条过原点、斜率为负 1 除以 RS 的直线。两条线的交点横坐标就是 UGSQ纵坐标就是 IDQ。对分压式电路源极负载线的形状变了UGS 等于 UG 减 ID 乘 RS横轴截距是 UG斜率仍然是负 1 除以 RS。对增强型 MOS转移特性曲线的开口朝右负载线同样以 UG 为截距。只要画出这两条线工作点一眼就能看出来不用解二次方程。图解法最实用的地方不是省那两步计算而是它把管子的性格和电路的选择分成了两条独立的线。转移特性是管子自己的事负载线是设计者能改的事。把 RS 从 1kΩ 改成 3kΩ负载线斜率变缓交点沿着抛物线往左下方跑ID 减小、UGS 更负反过来把 RS 减小交点往右上方跑。想调工作点时到底该动哪个电阻看图比看方程清楚得多。3.2 输出回路的直流负载线与交流负载线光有转移特性只能定 IDQ 和 UGSQUDSQ 还得从输出回路看。输出回路的直流负载线是 UDS VDD − ID × (RD RS)在 UDS-ID 平面上是一条斜率为负 1 除以 (RD RS) 的直线。交流负载线过同一个工作点但斜率变成负 1 除以 (RD 并联 RL)比直流负载线更陡。这两条线的意义在于工作点在直流负载线上的位置决定了静态功耗和电压余量而交流负载线决定了信号摆动的范围。工作点如果太靠近截止端ID 很小交流信号一旦正向摆动管子就进了截止区输出出现削顶工作点如果太靠近可变电阻区边界UDS 很小信号负向摆动时管子进了可变电阻区输出出现另一侧的压缩。两个现象在示波器上的形状完全不同看图基本能反推出工作点偏在哪儿。3.3 图解法能直接看出摆幅和失真解析法做不到解析法能给你一个准确的 Q 点但它不告诉你这个 Q 点离出事有多远。图解法可以。以第 1 节那只 JFET 为例UDSQ 等于 5V饱和区边界是 2V也就是说漏源电压最多只能往下摆 3V。再看电流方向IDQ 是 2mA交流负载电阻是 RD 并联 RLRD 等于 2.5kΩ、RL 取 10kΩ 的话并联值约 2kΩ电流摆幅最多到 2mA 乘以 2kΩ 等于 4V但电流不能反向所以这个方向的上限就来自 IDQ 本身。两个方向的限制取小者就是约 3V 的峰值摆幅换算成有效值大约 2.1V。这个数字在 12V 单电源、单管共源放大的场景里已经算不错了但如果你期望输出 5V 有效值那就必须改电路——要么提高电源电压要么减小 RD要么把工作点往上抬三条路都有副作用得看哪条代价小。图解法还有一个附带好处它能把非线性失真看出来。管子在小电流区跨导小、在大电流区跨导大同样的输入电压摆幅在转移特性曲线上对应的电流摆幅并不对称。工作点选在抛物线弯曲比较厉害的地方输出波形的正负半周就会明显不对称这是场效应管的一种固有失真靠负反馈或者加大源极电阻能缓解但不能完全消除。3.4 一套可以固化的估算流程把前面这些揉成一个固定顺序不管是 JFET 还是 MOS、N 沟道还是 P 沟道照着走都不会乱判断器件类型耗尽型还是增强型N 沟道还是 P 沟道这一步决定能不能用自偏压、判据里符号怎么取。写出器件方程JFET 用 IDSS 和 UGS(off) 的平方律MOS 用 Kn 和 VTH 的平方律。写出电路方程自偏压是 UGS 等于负 ID 乘 RS分压式是 UGS 等于 UG 减 ID 乘 RS恒流源偏置则是 ID 直接给定。联立求解消去 UGS 得到关于 ID 的一元二次方程用求根公式解出两个根。物理筛根按第 2.3 节的判据去掉不成立的根只留一个。核算 UDS用 VDD 减去 ID 乘 (RD RS)得到静态漏源电压。校核工作区确认 UDS 大于饱和压降并留出你希望的余量一般建议至少留 1V 到 2V。校核功耗ID 乘 UDS 不能超过管子允许的耗散功率功率管尤其要看这一点。第 7 步和第 8 步是很多人在纸面上会漏掉的。我见过不止一个同学算出的工作点在数字上完全正确但 UDS 只有 0.8V信号一大就进可变电阻区输出波形被压扁了一半他还以为是管子质量不好。4. 工作点定下来之后它如何决定增益、摆幅和失真4.1 跨导 gm 与静态电流之间的平方根关系静态工作点不是算完就完了它直接决定了动态指标。场效应管在小信号模型里最关键的一个参数是跨导 gm它描述的是栅源电压变化一点漏极电流变化多少。JFET 的跨导有两个等价表达式gm (2IDSS / |UGS(off)|) × (1 − UGS / UGS(off))或者 gm (2 / |UGS(off)|) × 根号下 (IDSS × ID)。MOS 在饱和区是 gm 2Kn × (UGS − VTH) 2 × 根号下 (Kn × ID)。拿第 1 节的例子验算一下IDSS 等于 8mAUGS(off) 等于负 4VUGS 等于负 2V。第一种算法是 2 乘 8 除以 4 再乘 (1 减 0.5)等于 2mS。第二种算法是 2 除以 4 乘根号下 (8 乘 2)也就是 0.5 乘 4同样等于 2mS两种算法互相印证。这两个公式共同说明一件事gm 和 ID 是平方根关系。想让增益翻倍ID 得翻四倍静态功耗也跟着翻四倍。共源放大器的中频电压增益是 Av −gm × (RD 并联 RL)还是上面那组数2mS 乘 2kΩ 等于 4 倍也就是约 12dB。如果想把增益提到 8 倍要么把 ID 提到 8mA功耗翻两番要么把 RD 加大余量就不够了要么换一只跨导更高的管子。这三条路里换管子通常是最划算的这也是为什么做小信号放大要挑跨导大的型号而不是随便抓一只功率管。4.2 输出摆幅的余量校核具体怎么算前面提过摆幅的两个限制这里把算法写实。设静态工作点为 IDQ 和 UDSQ交流负载电阻 RAC 等于 RD 并联 RL饱和压降近似取 UGS 减 UGS(off)JFET或过驱动电压MOS记为 UDSsat。电流方向的限制管子只能单向导电ID 最小到零所以电流摆幅上限是 IDQ对应的输出电压峰值是 IDQ × RAC。电压方向的限制UDS 不能低于 UDSsat所以电压摆幅上限是 UDSQ 减 UDSsat。两者取小就是最大不失真输出峰值。回到第 1 节的例子IDQ 等于 2mARAC 等于 2kΩ电流方向给 4VUDSQ 等于 5VUDSsat 约 2V电压方向给 3V。取小得 3V 峰值约 2.1V 有效值。这个推导过程建议在实验报告里写全因为老师最爱问的就是你的最大不失真幅度是怎么算出来的。顺带说一个容易被忽略的点如果源极电阻没有完全被旁路电容短路交流通路里 RS 会部分保留等效跨导下降增益降低但线性范围会变大。这是音频前级里常用的做法牺牲一点增益换更好的线性度和更低失真。到底旁路多少一般用可调电阻或者把 RS 拆成两个串联、只旁路其中一个边听边调。4.3 源极旁路电容直流一套、交流一套共源放大器里的源极旁路电容 CS 是个分裂人格的元件。直流上它相当于断路RS 全部参与偏置工作点由 RS 决定交流上它相当于短路RS 被短路掉增益由 RD 并联 RL 决定。也就是说RS 的取值只影响工作点不影响中频增益——这个分工正是自偏压电路能用小 RS 换大电流、又不必担心增益被源极负反馈吃掉的原因。CS 的容量要跟最低工作频率挂钩。它看到的等效电阻近似是 RS 与 1/gm 的并联值取第 1 节的数gm 等于 2mS1/gm 等于 500Ω与 1kΩ 的 RS 并联约等于 333Ω。要在 20Hz 处转折容量至少是 1 除以 (2π × 333 × 20)算下来约 24μF实际取 47μF 或 100μF 留足余量。提示CS 焊错或虚焊是我遇到过最隐蔽的故障之一。直流工作点测起来完全正常管子发热也正常但一加信号增益只有 1 左右甚至更低因为源极负反馈把增益全吃掉了。检查时先拿万用表量 CS 两端有没有直流电压应该接近 US再看交流增益。5. 搭出来不对时按这个顺序查5.1 先确认管子是拿来干什么的开关管做小信号放大是个坑选型阶段踩坑的人特别多最典型的就是手边有什么管用什么管。比如 IRF4905 这类 P 沟道功率 MOSFET标称耐压几十伏、电流几十安、导通电阻只有几十毫欧参数表上写得很漂亮但它是为开关应用设计的导通损耗小、开关速度快。拿它做小信号放大有一堆麻烦栅源电压必须是负的整个分压偏置的方向都要镜像过来稍不留神就接反更麻烦的是在几毫安的电流下管子工作得非常靠近阈值参数散布极大工作点根本稳不住再加上输入电容上千皮法高频特性也不好看。5N50 这类高压功率管500V、5A 级别的问题更直接开启电压通常在 3V 到 5V用它做 12V 供电的小信号放大光是把栅极抬到开启电压就占掉了三分之一以上的电源留给源极电阻和漏极电阻的余量小得可怜。而且开启电压随温度约每摄氏度负 2mV 漂移偏置没设计好就等着看电流慢慢往上爬。查这些管子的手册时真正需要盯住的只有四个参数栅源开启电压的范围不是典型值是范围、跨导 gfs、输入电容 Ciss、最大耗散功率。小信号放大老老实实用 2N7000、BSS138、2SK30A、2N5457 这一类管子工作点好算、参数一致性好、输入电容小做实验也容易复现。5.2 栅极是高阻节点测量方式必须改栅极分压用了 1MΩ 加 1MΩ直流阻抗相当于两个 1MΩ 并联也就是 500kΩ。普通数字万用表的输入阻抗是 10MΩ挂上去就相当于在栅极上并了一个 10MΩ 到地的电阻对 500kΩ 的源阻抗来说这是百分之几的分流读数会明显偏低。想直接量栅极电位要么用高输入阻抗的探头要么老老实实别测。更可靠的做法是反推先测源极电阻 RS 两端的直流电压得到 USID 就等于 US 除以 RS再测漏极对地电压 UDUDS 等于 UD 减 US顺便用 (VDD 减 UD) 除以 RD 校核一遍 ID 是否一致栅极电位则由分压公式算出来不实测。三个电压两分钟搞定比拿探针去碰栅极靠谱得多。测量点怎么算典型异常说明RS 两端电压ID US / RS为零说明管子截止偏大说明栅极电位过高UD漏极对地UDS UD − US接近 VDD 说明截止接近 0.1V 说明进了可变电阻区RD 两端电压校验 ID (VDD − UD) / RD与上一个结果差距大说明有旁路通路或测量有误栅极电位按分压公式计算实测明显偏低多为板面漏电或助焊剂残留5.3 现象对照表从三个电压反推故障把常见的几种测出来不对整理成一张表遇到问题先对号入座比盲猜快得多现象最可能的原因UD 接近 VDDUS 接近 0管子完全截止增强型 MOS 用成了自偏压接法、分压电阻接错、栅极悬空、源漏引脚接反UD 只有零点几伏管子进了可变电阻区栅极电位过高、RD 太大、电源电压不够ID 比设计值大出一截管子参数离散尤其开启电压、RS 虚焊被短路、分压上臂电阻虚焊导致栅极电位升高直流工作点正常但增益极低源极旁路电容漏焊或容量太小、输出耦合电容容量不足、负载电阻把 RD 拉得太低输入稍大就削顶工作点偏向截止端、输出摆幅余量不足、交流负载电阻过小通电一段时间后电流持续上升温度漂移开启电压温漂未被源极电阻充分反馈、器件选型不当5.4 温度漂移和参数离散该怎么对付JFET 有个挺有意思的性质IDSS 随温度升高而下降大约每摄氏度负千分之三到千分之五而夹断电压的绝对值也略微下降两者对 ID 的影响方向相反。结果就是在 ID 大约等于 IDSS 的百分之十到百分之二十那个区间附近存在一个电流几乎不随温度变化的点常被称作零温度系数点。这也解释了一个反直觉的现象把 JFET 的工作点故意设在 IDSS 的百分之十五左右虽然跨导小、增益低但工作点极其稳定很多仪器仪表的前级就是这么做的。追求增益就往上抬电流追求稳定就往低电流区放看你要什么。MOS 的情况更需要注意它的开启电压随温度大约每摄氏度下降 2mV。如果采用固定栅源电压的偏置栅极分压固定、源极电阻为零或很小温度一升高开启电压下降ID 就上升管子的功耗跟着上升温度继续升高形成正反馈严重的会热失控。所以增强型 MOS 的偏置设计里源极电阻或者恒流源几乎不是可选项而是必需品它提供的直流负反馈是唯一能压住这个正反馈的手段。参数离散这一条最实用的做法是按最坏情况算一遍。拿第 2.3 节那只 MOS 举例子其他条件不变只把 VTH 从 2V 换成 1V方程变成 ID 2 × (3 − ID)²解出 ID 等于 2mA另一个根 4.5mA 会让栅源电压变成负数舍去。再把 VTH 换成 3V方程变成 ID 2 × (1 − ID)²解得 ID 等于 0.5mA另一个根 2mA 会算出 UGS 等于 2V低于开启电压舍去。也就是说开启电压在 1V 到 3V 之间变化静态电流会从 0.5mA 一路变到 2mA四倍的差距。设计时如果只按典型值算做出来的板子有很大概率跟设计对不上这就是为什么加大源极电阻、或者干脆用恒流源偏置在 MOS 电路里几乎是标准动作。5.5 别把几种偏置混为一谈最后澄清一个概念上的混淆。热词里经常一起出现的是单管场效应管放大电路的静态工作点、差分放大电路的尾电流、跨阻放大电路的直流电平还有集成音频功放比如 TDA2030 那一类内部的偏置。这几件事虽然都叫偏置但性质完全不同。单管共源电路的静态工作点是给自己算的算错了直接表现为输出贴轨或者没波形差分对的尾电流偏置重点是共模抑制比和失调跟单管那套平方律方程关系不大而集成运放或者功放芯片像 AD8605 这种 CMOS 输入运放、或者音频功放的偏置已经在芯片内部做完了外部能做的主要是直流电平的搬运和输入偏置电流的补偿不需要你去解二次方程。跨阻放大电路里常提的偏置更多是指给光电二极管加多大的反偏电压、以及运放同相端参考电位怎么定属于设定直流基准不是设定管子工作点。分清楚这几件事查资料的时候才不会被一堆名词绕晕。6. 把这些写进实验记录一份可以直接抄的核算清单6.1 计算部分的固定动作每次做场效应管放大实验我建议在实验记录本上按这个顺序写下来一是方便复核二是报告里正好能用器件类型与引脚确认含手册上的参数范围不是典型值写出转移特性方程并标注参数来源写出电路侧的电压关系式联立求解的完整过程包括判别式和两个根两个根各自代回后的 UGS 和物理区间判定保留根的 IDQ、UGSQ 计算UDSQ 计算与饱和区余量耗散功率校核由 IDQ 算出的 gm 和预估增益最后是最大不失真幅度的估算。这一串下来大概十几行但它能把为什么这个电路不工作的问题在纸面上先排掉一大半。有一点特别提醒手册上的参数一定用范围而不是典型值。做一遍最坏情况的计算把 IDQ 的上下限算出来心里有底之后再去动烙铁。我吃过这个亏用典型值算出来 IDQ 是 2mA实做出来 1.1mA一度以为是管子坏了换了一只才发现是同一批货里离散本来就大。6.2 调试时的三个动作和几条经验上电之前先做三件事用万用表确认分压电阻的实际阻值标称值和实测值差百分之五很常见而分压比的误差会被直接放大到工作点上确认源极电阻和旁路电容的极性电解电容接反了会漏电交流上相当于没旁路确认管脚顺序尤其是贴片管的漏源顺序不同厂家的引脚定义有时不一样。调试时我个人的几条习惯第一第一次上电串一个几十欧的保护电阻在电源线上万一接错也不至于立刻冒烟第二所有直流电位都通过 RS 和 RD 上的压降反推不去碰栅极第三调工作点时优先动 RS因为 RS 同时影响 ID 和稳定性一动两个指标都变比动 RD 的效率高第四示波器观察输出时先用小信号十几毫伏确认波形干净再加幅度一旦出现削顶就回头核对摆幅的计算。6.3 这个内容还能往哪里延伸单管共源的工作点算熟之后往上走一步就是源极跟随器共漏电路。它的偏置思路和共源基本相同但输出取自源极电阻静态工作点的约束条件变了源极电阻上的静态压降必须保证管子有足够的电流同时栅极电位要留够输入信号的正向摆幅空间否则正半周会撞到电源。再往上是差分对和恒流源把单管的偏置方程推广到两管配对只是方程多了一个、参数配对要求严了。再往后是电流镜那已经是集成电路设计的范畴了思路还是同一个用有源器件提供硬偏置把工作点从器件参数离散的手里抢回来。我自己在这一块折腾下来最大的体会是场效应管的偏置计算看起来是纯粹的代数和二次方程实际上每一个符号背后都有物理含义负号代表反偏、平方代表沟道调制前的理想平方律、根的范围代表器件能工作的边界。把这些符号和现象对应起来之后再看示波器上的波形基本能一眼判断出是工作点偏了还是旁路电容漏了不用每次从头查起。至于那些手册上写着一长串范围的参数我的经验是别怕麻烦按最坏情况算两遍比做完再返工省事得多。