拆一只 100 W 的 DC-DC 转换器模块外壳撬开占掉大半体积的往往是那几个电感和电解电容。做电源的人对这件事早就麻木了功率密度上不去卡点常常不在开关管而在储能元件。这几年有一条相对小众的路线在尝试换掉电感——用**压电谐振器piezoelectric resonator**当 DC-DC 转换器里的谐振储能元件。它长得像一片陶瓷电容靠机械振动存能量Q 值能比电感高出两三个数量级理论上还能做得很薄、甚至和硅工艺放到一起。但把论文翻完、自己动手搭过几台样机之后我的判断是这东西不是更好的电感它更像一种固定变比、窄负载范围、超高效率、超薄的专用模块。它能做什么、不能做什么边界非常清楚。下面我按为什么值得看它—电路里它长什么样—变比这堵墙—损耗和热—工程化缺什么—现在该在哪动手的顺序把当前状态和真实限制拆开讲一遍。1. 电感才是功率密度的天花板压电谐振器被拉进来的理由1.1 储能密度这一关压电并没有碾压磁性元件先泼一盆冷水。行业里常见的说法是压电材料的能量密度比磁芯高一个数量级我按公式自己算过一遍结论没那么夸张。磁性元件的储能密度按 (u B^2/(2\mu_0\mu_r)) 估铁氧体取 (B0.3\ \mathrm{T})、(\mu_r2000)得到约 (17.9\ \mathrm{kJ/m^3})如果按实际设计里更保守的 0.25 T 来算只有约 (12\ \mathrm{kJ/m^3})。压电陶瓷的储能密度按 (u \sigma^2/(2E)) 估PZT 的弹性模量取 (E60\ \mathrm{GPa})允许动态应力 σ储能密度估算20 MPa约 3.3 kJ/m³35 MPa约 10.2 kJ/m³50 MPa约 20.8 kJ/m³把数字代进去就知道只有当压电片能被推到 40~50 MPa 的动态应力时它才和铁氧体站在同一量级。而 PZT 是脆性材料抗拉强度就那么几十 MPa动态连续工作时通常还要留余量实际能不能顶到那个应力取决于你有没有做预压紧preload、结构是不是工作在压应力状态、散热做得好不好。所以压电储能密度碾压磁芯这个说法前提条件很多不能当结论用。压电谐振器真正的优势不在储能密度而在别的地方这个区分很重要否则选型时容易误判。1.2 Q 值真正买到的东西把储能和发热解耦Q 的定义是每弧度相位里储能与耗能之比。写成功率关系就是 (P_{diss} \omega U / Q)。也就是说在同样的振动幅度同样的机械应力下Q 越高内部发热越小。注意这里的 Q 是有载 Qloaded Q不是器件手册上的无载 Q。负载本身也是谐振器的耗能通道把负载算进去[ \frac{1}{Q_l} \frac{1}{Q_u} \frac{1}{Q_{ext}} ]其中 (Q_u) 是器件本身的机械介电损耗决定的(Q_{ext}) 是输出功率对应的等效负载 Q。于是效率上限可以写成一个非常直观的形式[ \eta_{max} \approx 1 - \frac{Q_l}{Q_u} ]这条式子解释了压电谐振变换器最矛盾的地方要出功率就必须把谐振器加载一加载有载 Q 就掉下来带宽变宽但同时内部的相对损耗上去了。硬 PZT 的无载 Q 大概在 500~1500 这个区间软 PZT 只有几十到一百多所以高功率场合基本不用软料假如工作点的有载 Q 是 50那内部损耗占比大概就是 50/1000也就是 5% 上下——这跟一个做得不错的磁元件相当并不神奇。这套推法还有个副产品每周期能传递的能量是 (W_{cycle} 2\pi U / Q_l)输出功率大致 (P \propto f \cdot U / Q_l)。在储能 (U) 被应力上限锁死的前提下想提功率密度最有效的杠杆是提频率。这就解释了为什么这个方向的实验样机普遍往几百 kHz 到几 MHz 跑而不是像传统电感那样在 100~500 kHz 打转。注意上面这套是量级估算忽略了电极损耗、C0 循环电流、引线损耗、驱动管的开关损耗实际效率一定比算出来的低。用它来做方案可行性判断可以别拿它当设计报告里的数字。1.3 形态红利才是它让人动心的部分抛开效率我觉得压电谐振器最有吸引力的地方是三件事。第一是形态。它是平面器件厚度可以做到毫米级甚至更薄没有线圈、没有气隙、没有骨架整个功率级的高度能压得很低。对超薄适配器、卡片式电源、贴在板子背面的 POL 模块来说这个价值比效率本身更实在。第二是没有磁饱和。电感最烦人的非线性来源——直流偏置下电感量暴跌、大电流下磁芯饱和——在压电谐振器上不存在。当然它有自己的非线性第 4 节讲但至少不用再纠结饱和电流那一栏。第三是和硅工艺的亲和性。AlN 薄膜谐振器本来就是射频滤波器产线上的成熟器件直接和 CMOS 后段工艺兼容这让片上电源这条路线第一次有了物质基础。代价是 AlN 的机电耦合系数只有 0.2~0.3 量级能处理的功率在毫瓦到瓦级离通用电源还差得远。2. 一个压电谐振器在电路里长什么样BVD 模型与谐振特性2.1 静态电容加运动支路电气接口和机械世界压电谐振器在电路上最常用的等效模型是BVD 模型Butterworth–Van Dyke结构很简单一个静态电容 (C_0) 与一条串联的 (R_m\text{-}L_m\text{-}C_m) 支路并联。元件物理含义工程上关心什么(C_0)电极间纯电容机械被夹住时的电容决定无功循环电流决定并联谐振点(L_m)等效质量与 (C_m) 一起决定谐振频率(C_m)等效弹性柔度与 (C_0) 的比值决定耦合系数(R_m)机械阻尼 介电损耗的等效电阻直接决定串联谐振点的阻抗和 Q理解这个模型有个好用的类比把谐振器想成一支音叉。(C_0) 就是你手按在音叉上、不让它振动时测到的电容(L_m\text{-}C_m) 是音叉本身的固有振动(R_m) 是空气阻尼加上音叉内部材料的内耗。你只能用电气端口去推它但能量实际上存在机械振动里。这一点决定了后面所有麻烦的根源电路和机械是两个耦合的世界耦合系数不是 1。2.2 串联谐振点、并联谐振点和它们各自的危险两个特征频率必须记住[ f_s \frac{1}{2\pi\sqrt{L_m C_m}}, \qquad f_p f_s\sqrt{1 \frac{C_m}{C_0}} ]由于实际器件里 (C_m \ll C_0)所以 (f_p) 只比 (f_s) 高一点点——常常只有千分之几到百分之几具体看材料。有效机电耦合系数可以用这个频差算[ k_{eff}^2 1 - \left(\frac{f_s}{f_p}\right)^2 \frac{C_m}{C_m C_0} ]两个点的电气行为完全相反这是实操中必须条件反射式的认知在 (f_s)串联谐振点阻抗最低只有 (R_m)电流最大机械振幅最大。这里适合传功率但机械应力和自热也最猛。在 (f_p)并联谐振点阻抗最高机械电流很小但器件两端电压会被抬高陶瓷内部电场强度大。长时间停在这里有介电击穿和去极化的风险这是我见过新手最容易犯的错——扫频时看到电压波形很干净就以为工作点找对了其实已经站在击穿边缘。2.3 从阻抗曲线上把参数抠出来第一台样机之前一定要先把手上这颗谐振器的 BVD 参数测出来否则后面全是猜。需要的设备是阻抗分析仪没有的话矢量网络分析仪加一个合适的夹具也够用。关键动作有两条四线开尔文连接以及做夹具的开路短路去嵌。原因很实在——在 (f_s) 处阻抗只有几欧姆你两根鳄鱼夹的接触电阻就可能是同一量级测出来的Q全是引线贡献的。拿到 (f)、复数阻抗 (Z) 的数据后可以先用下面这段脚本做粗估import numpy as np def extract_bvd(f, z): f: 频率数组 (Hz) z: 复阻抗数组 (ohm)必须已经做过夹具去嵌 返回 BVD 参数粗估 f np.asarray(f, dtypefloat) z np.asarray(z, dtypecomplex) y 1.0 / z # 先找并联谐振点(阻抗最大)用它来划分远低于谐振的区间 fp f[np.argmax(np.abs(z))] low f fp / 5.0 # 低频段 Y 以 jwC0 为主C0 Im(Y) / w c0 float(np.mean(y[low].imag / (2 * np.pi * f[low]))) # 串联谐振点阻抗最小 idx_s int(np.argmin(np.abs(z))) fs float(f[idx_s]) rm float(np.abs(z[idx_s])) k2 1.0 - (fs / fp) ** 2 cm c0 * k2 / (1.0 - k2) lm 1.0 / ((2 * np.pi * fs) ** 2 * cm) qm 2 * np.pi * fs * lm / rm return { C0_F: c0, fs_Hz: fs, fp_Hz: float(fp), k2: k2, Cm_F: cm, Lm_H: lm, Rm_ohm: rm, Q_unloaded: qm, }几点必须提醒这个脚本只能出粗估。(f_p) 附近阻抗极大阻抗仪的测量精度和频率分辨率直接决定 (k^2) 的误差而 (k^2) 又直接决定 (C_m)。测不准 (f_p)后面全歪。扫描点数要密尤其要在 (f_s) 到 (f_p) 这段把步进压到几十赫兹。经验上这段区间太窄粗扫会直接跳过。真正严谨的做法是拿测得的 (Z(f)) 做非线性最小二乘拟合把 (R_m)、(L_m)、(C_m)、(C_0) 四个参数一起解出来。手工抠参数做样机验证够用但如果你要做控制环路设计必须拟合。顺手记一下 (f_s) 随温度的变化这个数据在第 4 节会救你一命。3. 变比这堵墙为什么压电谐振变换器调压这么别扭3.1 输出增益由无源网络决定不由占空比决定这是所有做过反激、Buck 的人第一次接触谐振变换器时最不适应的地方。压电谐振变换器里没有占空比这个可以直接调的量。它的输出增益由谐振网络的结构、(C_0) 与外接电容的比例、整流器的接法共同决定本质上是一个阻抗匹配问题负载等效到谐振器上是什么阻抗就决定了电压怎么分。换句话说你在设计阶段把网络定下来变比就跟着定死了。这是限制的核心也是为什么这个方向的研究工作有一大半在想办法绕开它。3.2 三条可行的调压路径我把见过的方案归成三类各自的成本和副作用差别极大调压手段原理可调范围主要副作用调频偏离 (f_s)利用阻抗曲线斜率改变分压窄通常 ±1% 以内丢失软开关、应力失控、效率陡降负载有载 Q 调制改变整流侧等效负载靠 Q 变化改变增益中等与效率强耦合轻载效率差谐振器重构切换外接电容、改变串并联组合、切换整流器结构大可达数倍需要额外的开关增加损耗和复杂度间歇工作Burst / OOK以固定变比工作按需断流调节平均输出很宽输出纹波大、需要大输出电容、可能产生可听噪声我得说清楚调频不太行。谐振器的有载 Q 高意味着阻抗曲线在 (f_s) 附近极陡稍微偏一点谐振腔电流和器件应力就大幅变化而且 ZVS 条件很容易破。理论上可以调工程上我不会把它当主要手段。间歇工作burst / on-off keying反而是现在最实用的方案。思路很朴素让变换器在额定点、以固定变比、以最高效率跑需要降压时就整周期地停靠输出电容维持。这就是很多高 Q 谐振变换器实际在用的调压方式。代价是大输出电容和纹波以及开关瞬间的应力。3.3 混合方案开关电容级 压电谐振级我认为这是目前最靠谱的工程路径。思路是分工让开关电容SC级去做粗调和固定比例变换它的强项是变比做得很准、效率高、体积小让压电谐振级去做细调和隔离变换同时承担高效率的功率传输。最典型的是把 SC 级做成 2:1 或 3:1 的固定比例再级联一个压电谐振级。这样有几个好处SC 级的开关频率可以低于谐振频率它的开关损耗可控压电级工作在它的自然谐振点效率最高两级各自的变比乘起来总的变比选择就丰富了。一个必须处理的细节是软充电soft charging。SC 级在切换瞬间如果直接让两个电容对接电荷重新分配的能量会有一半变成热这是经典的 (0.5\Delta Q \Delta V) 损耗在高压大电流下很致命。解决办法是加一个小的谐振电感或把压电谐振器本身的 (C_0) 纳入换流路径让电荷转移变成谐振过程。顺带一提在压电级的输入端(C_0) 的充放电也是同性质的问题如果驱动方式是硬开关式的充放电这部分损耗会非常可观。所以大部分工作点设计都会把 (C_0) 当作谐振腔的一部分而不是要被推翻的寄生。3.4 同步整流与相位对齐谐振变换器的输出整流器包括二极管整流和同步整流都必须和机械电流的过零点对齐。对齐得好整流器在电流为零时切换损耗几乎为零对齐得差就会出现反向导通和硬开关效率掉得很快。实操中的做法是用谐振电流采样 相位检测采一个与谐振电流同相的电压常用串联采样电阻或电流互感器注意这个电流是几百 kHz 的正弦别拿普通电流探头硬凑带宽然后和驱动信号比较相位用锁相环或简单的相位校正把整流驱动锁在电流过零附近。这一步是整个控制里最考验手感的。我踩过的坑是一开始用固定延时去开同步整流冷机的时候效率能到 93%跑十分钟后掉到 85% 以下——原因就是 (f_s) 温漂把相位对不齐了。改成相位闭环之后效率曲线在全温范围内平了很多。4. 真正吃掉效率的地方损耗通路、自热与频率漂移4.1 四条损耗通路一条都不能省很多仿真看起来效率 98%一上电只有 85%通常是把下面四条里至少两条给漏了。第一条机械阻尼损耗。这是 (R_m) 的主体包括材料内耗热弹性阻尼等和安装损耗。安装损耗是最容易被低估的一条——你把谐振器用螺丝拧在板子上、或者用硬胶粘住等于给它加了一个巨大的阻尼器Q 值能从 1000 掉到 100 以内内部损耗直接翻十倍。正确做法是在振动节点处做柔性支撑必要时用软性硅胶或者磁吸弹簧预压的方式固定。第二条介电损耗。材料本身的 (\tan\delta) 在高电场、高温下会恶化。硬 PZT 的介电损耗比软 PZT 低一个量级这是高功率场合必须选硬料的原因。第三条(C_0) 的无功循环电流。在 (f_s) 附近(C_0) 上流过的电流是 (I_{C0} V \cdot 2\pi f C_0)这部分电流不做功却会实实在在加热你的驱动管、布线和谐振器电极。(C_0) 越大电极面积大、介电常数大这部分越可观。缓解办法是在器件两端并联一个电感把 (C_0) 在工频附近谐振掉和 LLC 里加并联谐振腔是一个思路代价是引入一个磁性元件而且这个电感要能承受 LC 回路里的循环电流它的 ESR 又会带来新的损耗。换回来的是一个更小、不走主功率的电感这个取舍有时候划算有时候不划算得算。第四条驱动和整流的开关损耗。这部分和常规半桥类似但因为频率高、电流大反向恢复和死区时间的处理更敏感。4.2 自热的量级估算与功率密度上限自热这件事必须动手估一次否则很容易把器件推到失效。做法是先用有限元或解析式算出工作点的机械应力分布找出最大应力点估计单位体积的机械损耗密度(p_v \approx \omega U_v / Q_u)(U_v) 是单位体积储能再拿它和散热路径的热阻一起判断温升。我自己的经验判断是压电谐振器的功率密度上限绝大部分时候不是被电学参数限制的而是被散热限制的。陶瓷本身就是热的不良导体PZT 的热导率在 1~2 W/(m·K) 这个量级产生的热全憋在片子里只能靠电极和夹具导出。所以你会看到一个反直觉的现象同样材料、同样频率做得更薄、表面积更大的片子反而能推更高的功率密度因为散热路径短了。一个实用的起步做法第一次上电时不要直接上满功率从额定电压的 20% 开始每档加 20%每档稳定五分钟用热像仪盯着片子表面温度。一旦发现温度每档增幅明显变大说明已经接近自热失控的拐点。4.3 温漂与谐振跟踪以及自热失控PZT 的谐振频率温度系数通常在几百 ppm/℃这个量级具体看材料和振动模式不同批次差异也不小。听起来不大但你要记住整个 (f_s) 到 (f_p) 的区间可能只有百分之几宽也就是几千到几万 ppm。温度变化几十度工作点就跑掉了相当一部分行程。更麻烦的是这个反馈回路温度升高 → (f_s) 漂移 → 如果控制器跟踪谐振点电流增大 → 损耗增大 → 温度继续升高。这是典型的自热失控正反馈。所以控制策略上必须有功率限制或者电流限制不能做成纯粹的锁相跟踪。我的做法是双环外环限功率限制谐振腔电流的有效值内环锁相位。相位锁不上就不许继续加功率。这个配置在实测里挡掉过两次明显的失控趋势。4.4 高压下的非线性、去极化和疲劳前面几条还是工程问题这一条是材料问题也是限制最硬的地方。非线性。PZT 在大电场、大应力下会出现明显的迟滞和刚度软化BVD 模型不再准确。表现是小信号测出来的参数大信号下全变了谐振点小幅偏移波形出现畸变。所以做样机验证时小信号阻抗分析的结果只能当起点必须在大信号实际工作点下复测。去极化。软 PZT 的矫顽场比较低如果你加的反向电场超过一定幅度极化会退化压电常数永久性下降。表现在外就是效率一天比一天低测得 (k^2) 越来越小而且回不去。硬 PZT 抗这个能力好很多。疲劳与开裂。百万次、十亿次量级的循环应力下陶瓷内部微裂纹会扩展电极和陶瓷的结合面也会退化。有引线焊接的地方是重灾区。高功率超声换能器行业处理这个问题的成熟做法是施加轴向预压应力让陶瓷在整个工作循环里都处于压应力状态脆性材料的抗压强度远高于抗拉同时用柔性电极连接。这套经验搬到电源用谐振器上同样有效可惜很多论文里没提。居里温度。这是硬门槛。PZT 的居里点在 200~350℃ 之间单晶 PMN-PT 只有 130℃ 上下。工作温度接近居里点时会去极化所以焊接工艺、环境温度上限都要按这个留余量。5. 从打样到量产之间缺的几块拼图5.1 没有标准件、没有模型库、没有第二供应商这是我觉得最现实的障碍比任何物理限制都更劝退。你想买一颗电感作为 10 W、500 kHz 的谐振元件打开任意一家分销商网站筛选、下单、第二天到货还有 SPICE 模型和厂家提供的损耗曲线。压电谐振器完全没有这个生态。市面上的压电陶瓷片要么是超声换能器阻抗特性和你需要的不匹配要么是蜂鸣片电极和损耗都太差要么是压电变压器变比固定、定制周期长。想要一个参数合适的器件基本都得定制一次几十片起交期按周算。设计工具方面BVD 模型本身很简单SPICE 里搭出来也就几行问题在于非线性、温漂、自热这些真正决定成败的效应没有现成的模型。你得自己做台架、自己测、自己拟合。这就是为什么这个方向目前主要停留在高校课题组手里。5.2 驱动、保护、安装带来的额外损耗和复杂度一台压电谐振变换器的板子除了谐振器本身还需要半桥或全桥驱动高压侧往往要浮动电源、谐振电流采样、相位检测、频率跟踪、过流和过温保护。这套东西的体积和成本经常超过它省下来的那点磁性元件体积。还有一个容易被忽略的问题谐振器要悬空或者柔性固定这在结构上比拧两颗螺丝固定电感麻烦得多。你在实验室里用支架能解决量产时怎么在自动化产线上实现是个真问题。5.3 可靠性数据几乎空白磁元件的失效模式已经研究了几十年绝缘老化、温升限值、机械振动、寿命模型都有标准可循。压电谐振器用在电源里的寿命数据公开文献里非常少尤其是长期连续工作下的参数漂移。我建议任何准备往产品上走的人都自己做一组加速寿命试验在额定应力的 120%、140% 下各跑几百小时定期复测 (f_s)、(C_m)、(R_m)看参数怎么漂。这组数据没有任何公开来源能替代而且它直接决定你能不能给客户承诺寿命。5.4 噪声和 EMI 的两个反直觉结论关于噪声第一个反直觉点是高频不代表没声音。如果器件除了主谐振模式之外还有低频的寄生模式尤其是大片子上的弯曲模式或者你用了 burst 控制包络的重复频率落在可听范围里就会听到啸叫。Burst 模式的重复率很容易设计成几百赫兹到几千赫兹正好在人耳最敏感的区域。关于 EMI第二个反直觉点是磁场辐射小了但电场问题没少。压电谐振器不产生气隙磁场这一块确实干净但谐振腔里的电压是正弦高压走线的 dv/dt 依然在加上高 (C_0) 带来的大循环电流近场耦合和共模路径还是要认真做。6. 现阶段值得动手的场景和一张能用的评估清单6.1 哪些场合已经值得试按我的判断值得动手的场景有明确的共同特征变比固定或窄范围、功率在几十瓦以内、对厚度敏感、对效率敏感、批量不大。固定变比的隔离非隔离中间母线比如 48 V 到 12 V 这种固定比例的中间总线转换器负载相对稳定正是压电谐振级的舒适区。LED 恒流驱动LED 的负载特性是恒压近似输出范围窄本来就适合谐振变换器而且驱动电流是恒定的正好对应恒定应力。高压小电流的场合这类应用其实是压电技术最早落地的领域压电变压器在高压侧有天然优势不需要变压器匝比靠机械耦合就能升压。超薄、嵌入式电源当体积和厚度是第一位约束时平面谐振器的形态优势能体现出来。片上电源的预研AlN 薄膜谐振器和 CMOS 兼容这一条路虽然功率很小但值得跟踪。反过来宽输入范围、宽负载范围、需要精密调压、需要恒流恒压切换的通用电源现在不要碰。变比这堵墙不是靠聪明就能绕过去的第 3 节。6.2 一张可量化的评估清单选型或者做可行性判断的时候我会按下面这张表逐项过一遍。任何一项过不了就要重新想方案。评估项判断标准怎么测怎么算有效耦合系数 (k^2)目标变比所需的最小值以上由 (f_s)、(f_p) 算无载 Q高功率用硬 PZT建议 500 以上由 (R_m)、(L_m) 算有载 Q 与效率上限(1 - Q_l/Q_u) 满足目标效率由额定输出功率反推 (Q_{ext})允许应力下的储能上限与所需功率密度匹配(\sigma^2/(2E))含预压余量自热温升稳态温升在材料允许范围内热像仪实测逐档加功率频率温漂跟踪环路的捕获范围能覆盖高低温箱扫 (f_s)(C_0) 循环电流驱动管和布线能承受(I_{C0}V\cdot 2\pi f C_0)变比调节需求能否接受固定变比或 burst 调压画负载输入范围图安装方式是否能做到柔性支撑对比装夹前后 Q 值寿命数据有无自己的加速试验结论120%140% 应力各跑 500 h其中**对比装夹前后 Q 值这一项我强烈建议每个人都做**。方法很简单把谐振器先悬空架起来测一次阻抗再用你计划用到产品上的方式固定再测一次。两次的 Q 值差异就是你的结构方案要付出的代价。我见过差异超过 5 倍的案例这个数字在设计阶段不解决后面怎么调电路都补不回来。6.3 搭第一台样机的顺序如果决定动手我建议按这个顺序走每一步都有明确的验收标准不要跳。测参数。按 2.3 节的方法拿到 (C_0)、(C_m)、(L_m)、(R_m)、(Q)并记录 (f_s) 的温度曲线。验收拟合残差合理参数稳定可复现。单独驱动谐振器。用一个信号发生器加小功率放大器串一个限流电阻扫频找到 (f_s)同时用激光测振仪或者加速度计没有的话用谐振电流幅值间接判断确认振动幅度确实在谐振点达到最大。验收电流峰值频率与阻抗分析仪测到的 (f_s) 一致。装夹验证。用计划的结构方式固定重复第 2 步。验收Q 值下降在可接受范围内。半桥谐振腔。先不接整流器用纯电阻假负载或者干脆空载测驱动波形、死区、ZVS。验收全负载范围内都能实现软开关。加整流器和输出滤波。先二极管整流跑通之后再换同步整流并加相位对齐。验收效率曲线与理论估算的差距在合理范围内初版差 5~8 个点很正常。温度循环。从室温到目标最高温记录效率、(f_s)、壳温画出三维关系图。验收全温范围内效率波动可控无自热失控迹象。长期运行。连续跑 100 h每隔几小时复测参数。验收参数漂移在可接受范围内。第 2 步和第 3 步加起来大概两天但能省掉后面两周的返工。我第二次做这个的时候就是在第 3 步发现原来打算用的环氧胶固定方式把 Q 值砍掉了四分之三换成弹性支撑之后效率直接涨了 6 个点。最后分享一点个人的体会。这个方向最吸引人的地方也是它最容易被误读的地方它不是一个更好的电感而是一种需要重新做系统级设计的器件。如果你把它当电感的直接替代品插到现有的 Buck 或者 LLC 里你会被变比、温漂、调压这三座山挡住然后得出这东西不行的结论。但如果你反过来设计——先接受固定变比、窄负载范围、高 Q然后围绕这个约束去设计系统架构用 SC 级做粗调、用 burst 做细调、把负载设计成近似恒定的它能给出的东西是电感给不了的极低的厚度、更高的开关频率、没有饱和、以及和硅工艺结合的潜力。对绝大多数项目来说现在还不是上车的时候。但如果你手上正好有一个变比固定、几十瓦以内、对厚度极其敏感的场合我认为值得拿两个月做个原型机试试。做出来之后你对谐振、损耗、机电耦合这几件事的理解会明显上一个台阶这个收获本身就值回票价。