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目录前言一、MOSFET组合设计二、IC控制器TPS24912.1 地弹噪声2.1.1 地弹噪声测试波形1Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 的 MLCC 贴片电容。2Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 和 0.1uF/50V 的 MLCC 贴片电容。3Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 和 0.1nF/50V 的 MLCC 贴片电容。4Vin 26 VRL 100R输出端并联 100uF/50V 的 MLCC 贴片电容5Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端不并联电容6Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 的电解电容7Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 的 MLCC 贴片电容但拆除Q2换成普通的单个MOSFET电路2.1.2 波形总结2.2 噪声原因2.2.1 欠阻尼振荡2.2.2 换电解电容震荡消失2.2.3 换单个MOSFET震荡消失2.2.4 取消输出电容震荡消失2.2.5 负载改为100R震荡存在2.2.6 总结电容震荡本质感想2.3 噪声消除2.3.1 增大阻尼比减小环路电感增大串联电阻增大电容2.3.2 改善系统结构2.4 导通时间精确计算2.4.1 导通过程2.4.2 第一步和第二步导通时间2.4.3 第三步导通时间2.4.4 第四步导通时间2.4.5 整体分析2.5 双栅极共接时间计算2.6 性能波形1Vin 26 VRL 无穷不接负载正常启动2Vin 26 VRL 10R大负载启动3正常工作下RL 10R输入电压下降触发欠压保护后又恢复4Vin 20 VRL 4R大负载导致保护5Vin 20 V正常工作下发生过流事件6Vin 20 V正常工作下发生短路事件2.7 注意电源带载能力三、IC控制器TPS48000总结前言在上文《热插拔控制器 外置功率 MOSFET组合电路指南_外置功率mos的控制器如何做限流-CSDN博客》中我们已经学习了IC控制器加外置单个功率 MOSFET组合电路的设计。本文作为补充将外置单个功率 MOSFET换成两个栅极共接功率 MOSFET组合同时介绍TPS2491DGS与TPS48000QDG两款IC控制器看看整体电路会有哪些不同。如果你对这方面的设计不太了解建议先阅读上文再看本文。一、MOSFET组合设计首先这里的MOSFET均使用CSD19534Q5A与上文的CSD18543Q3A同根同源只是性能参数不同。整体表现为CSD19534Q5A的导通电压、耐压、耐流、等效电容、功率耗散和体积更大一些。组合接法如下这么做的目的只有一个就是防输出倒灌。因为MOSFET均有无可避免的体二极管存在也就是从栅极到源极天然导通如果像上文的设计只使用一个MOSFET假设工作场景是通过电源给电池充电控制板输入端接电源输出端接电池。万一此时电源发生故障掉压或者短路那么电池中的电流会倒灌回电源这种倒灌不受控制板影响如果没有其他限制电路仅与输入和输出负载有关那么此时这种不受控的倒灌电流会产生极大的安全隐患。为了解决这个问题方法之一就是采用上图的双栅极共接 MOSFET 代替单一MOSFET这种对称结构不管从那边看体二极管通道都会被阻断可完全避免输出倒灌现象的发生。二、IC控制器TPS2491TPS2491和上文使用的TPS2480非常相似是德州仪器的两款产品区别仅仅是TPS2491少了ADC测量功能其他功能没有变化。TPS2491的模块版图和外围电路原理图如下所示2.1 地弹噪声在这之前实验中发现了一个现象就是板子各处电压在组合MOSFET导通时会产生极大的震荡更准确的说应该是有强烈的地弹噪声先来看一下测试波形。2.1.1 地弹噪声测试波形下图中各条曲线含义如下粉红曲线故障计时电压紫色曲线输入电流漏极电流绿色曲线输出电压源极电压黄色曲线栅极驱动电压1Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 的 MLCC 贴片电容。2Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 和 0.1uF/50V 的 MLCC 贴片电容。3Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 和 0.1nF/50V 的 MLCC 贴片电容。4Vin 26 VRL 100R输出端并联 100uF/50V 的 MLCC 贴片电容5Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端不并联电容6Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 的电解电容7Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 的 MLCC 贴片电容但拆除Q2换成普通的单个MOSFET电路2.1.2 波形总结双栅极对接MOSFET加输出端并联大容值MLCC电容会引发强烈的地弹噪声此时继续给输出端并联极小容值MLCC电容无济于事。通过拆除大容值MLCC电容、将MLCC电容换成等容值的电解电容和将双栅极对接MOSFET换成单个MOSFET的方式都能消除地弹噪声。2.2 噪声原因2.2.1 欠阻尼振荡根据我的判断我认为可以对以上现象做出如下解释。从波形中可以看出震荡处于米勒平台区域对VGS而言起始于 VGS,Miller此时Vds为最大值26V终止于Vds约为6V的时刻。 这个区间刚好对应 MOSFET 导通时的恒流工作区此时最大漏极电流Id为Gm与Vgs的乘积。可以这么理解当VGS到达 VGS,Miller时 MOSFET进入恒流工作区此时输出端因为并联的电容相当于短路那么就会有一个大小为Gm与Vgs的乘积的漏极电流Id输出该电流经过Q2的体二极管到达输出负载电容该电流的结局就是要么被消耗要么被储存。我们知道真实的一个电容等效为理想电容串联理想电阻再串联理想电感MLCC 的等效电路是 C 串联一个很小的 ESL等效串联电感nH 量级再串一个很小的 ESRmΩ 量级。如图当这个漏极电流到达负载电容时会给电容和ESL充电此时表现为输出电压的急剧攀升当这股能量全部储存在MLCC电容中时电流消失此时ESL要防止电流突变会把储存的能量传入电容中电容为了防止电压突变又会把能量回传到ESL中于是构成了一个 RLC 二阶电路。此时阻抗、谐振频率和阻尼比如下在经验中一个1210封装的100uF的MLCC电容的ESL可取2nHESR取10mR此时的谐振频率为356KHz阻尼比为1.1按这个算已接近临界阻尼。但实际电路中还要算上走线/环路电感把 L 撑到 5 nH 以上和偏压下容值下降X5R 加 6.3 V 偏压后 100 µF 可能只剩 50–60 µFζ 会掉到 1 以下欠阻尼震荡的现象就产生了。还有第二个机制是陶瓷特有的压电/电致伸缩效应。X5R、X7R 这类二类陶瓷是铁电材料电压变化会让瓷体机械形变反过来机械振动又会产生电荷形成声学谐振几十 kHz 到几 MHz就是电容啸叫的来源。这个回路会跟电路电气谐振耦合在示波器上也能看到叠加的纹波震荡。因为ESR很小每次震荡消耗的能量极其有限再加上负载开路能量只能以震荡的形式被ESR消耗所以这个过程的震荡就体现为剧烈的地弹噪声所以这个过程测量的所有电压值都是剧烈震荡的。当Vds到达约为6V时MOSFET退出恒流区此时MOSFET接近导通了这股能量就可以通过MOSFET回流至输入端从而震荡消失。2.2.2 换电解电容震荡消失电解电容的 ESR 比 MLCC 高一个到几个数量级。普通铝电解一般是几十到几百 mΩ大容量的甚至到 Ω 级低阻抗型也有 100 mΩ 上下。而 MLCC 的 ESR 只有几到几十 mΩ。它的 ESL 也比 MLCC 大。铝电解是卷绕结构还有引线/端子等效串联电感通常在 10–50 nH 甚至更高而 MLCC 本体才 1–2 nH。把数字代进去看。 C 100 µF、R 200 mΩ、L 30 nHζ ≈ 6妥妥的过阻尼。过阻尼回路的电压波形就是一条平滑的、带滞后的上升曲线最多稍微超一点再缓慢收敛不会反复振荡。结构上还有更深一层原因铝电解是湿式结构——阳极是刻蚀过的粗糙铝箔电解质是导电液体整个电容内部更像是分布着电阻的损耗性传输线而不是一个干净的 LC 谐振腔。频率一高刻蚀箔的表面积效应和电解质电阻让 ESR 进一步上升。所以换成等容值的电解电容不会产生震荡。2.2.3 换单个MOSFET震荡消失单个MOSFET从源极看向漏极因为体二极管的原因相当于通路那么可以把输出电容每次震荡过冲的能量抽走打破了二阶系统的能量循环故震荡消失。2.2.4 取消输出电容震荡消失取消输出电容此时不外接负载那么负载就是绝对的开路整个过程不会有任何电流流入输出端并且此时不构成二阶系统那么自然没有了震荡。2.2.5 负载改为100R震荡存在如果给负载变为100R那么增大的阻尼比为此时对震荡没有丝毫的影响当负载变为2mR的时候增加的阻尼比约为1此时没有震荡但这是不现实的2mR的负载相当于短路。从能量上的角度来看负载泄能极其有限。能量在 C 和 L 之间倒腾的节奏由谐振频率决定泄放电阻要接在这个量级才抢得过倒腾速度。拿 100 µF、2 nH 算倒腾周期只有约 2.8 µs而一个 100 Ω 并联电阻泄完这些能量的时间常数是 3RC ≈ 30 ms——等它放完能量已经在里面弹了1万个来回。所以它确实是个出口只是窄到几乎堵死的程度。2.2.6 总结电容震荡本质一个充满电开着两端、没有外接回路的电容它的等效模型 C–ESR–ESL 是串联的而串联回路没有闭合电流无路可走。ESR 和 ESL 根本不起作用电荷只能通过另一条并联路径——绝缘电阻漏电阻——慢慢泄掉。这是直流漏电单调整指数衰减不可能震荡。电解电容的漏电阻比MLCC小得多一般电解电容的泄漏电流比 MLCC 大好几个数量级因为它是湿式结构、阳极氧化膜厚有限。拿一只 100 µF 电解充满电放着电压以分钟级时间常数掉下去是正常的。而 MLCC 的绝缘电阻极高常见 ≥ 100 MΩ 甚至几十 GΩ·µF100 µF 对应的漏阻在 GΩ 量级放电时间常数是小时到天。当把带电电容两端瞬间短接出现了闭合的低阻环路这时 C–ESR–ESL 加上短接导线/开关的电感才构成真正的 RLC 串联回路。这个回路是一个二阶系统。MLCC电容因为极低ESR和ESL的特性使得该二阶系统呈现欠阻尼状态而电解电容因为较大ESR和ESL的特性使得该二阶系统呈现欠阻尼状态。此时如果外部不加干涉MLCC 电压快速跌到 0 并在 0 附近来回振典型自谐振几百 kHz 到几 MHz电解电容会单调下降到0。注意两个前提一是这需要一个外部短接不是自身结构凭空发生的二是震荡频率和阻尼都由整个环路包括短路路径的电感决定。反过来用电源给电容充电时因为电源内阻很低此时相当于电容两端短路相接整个充电路径也等效成一个 RLC 串联网络电压源给它一个阶跃回路就按阻尼比 ζ R/(2√(L/C)) 决定是振着到终值还是单调到终值。对于MLCC电容电压快速冲上终值、然后震荡。电解电容会单调爬升、逼近终值、没有来回。感想总的来说电容充电和放电是一个能量的转移存储和释放的过程对于电解电容来说这个能量的转移通道足够宽广所以能量呈现单调的形式转移而对于MLCC电容来说这个能量的转移通道比较狭窄所以部分能量呈现震荡的形式转移。整个转移过程中能量会有所衰减衰减的能量我们并不在乎这部分能量对于整个系统来说忽略不计需要在乎的是衰减形式。电解电容以低频单调的形式衰减安静无噪声MLCC 电容把能量以高频振荡的形式衰减产生强大的电磁场电流在接地回路里来回冲产生强大 di/dt 地弹和 EMI噪声这对整个电路来说是灾难性的。所以我们必须要消除震荡。2.3 噪声消除从以上解释可以看出想要消除震荡从根本上只有两种方式第一种是增大二阶系统的阻尼比使该系统呈现过阻尼状态第二种就是改善系统本身结构抑制震荡。2.3.1 增大阻尼比从二阶系统的阻尼比公式来看增大阻尼比有三条路分别是增大串联电阻、增大电容、减小环路电感。减小环路电感这是最有效的办法整个环路电感主要是走线和过孔贡献的往往比电容本体 ESL 还大。做法把去耦电容贴着负载管脚放间距几毫米以内、MLCC 下面走线不留空洞、用多个过孔并联打回地平面、用 0402/0603 小封装或低 ESLX2Y/反端子型号。这是唯一不加任何损耗就见效的办法永远优先做。增大串联电阻针对必须串进电流环路这个前提。对大容量的 MLCC有效阻尼电阻是毫欧到几十毫欧量级按 √(L/C) 选和电容串联在一起。代价是直流压降和损耗大电流电源轨往往用不了。如果想兼顾高频就换磁珠——直流阻抗几乎为零但几百 MHz 以下随频率上升呈阻性等于只在振铃频率附近开泄能口是电源轨上最常用的做法。给100uF/50V 的 MLCC 贴片电容串联了一个磁珠波形如下增大电容并联大电解或聚合物电容。它的高 ESR 和足够低的阻抗确实能阻尼低频环路谐振也能给高频瞬态提供能量缓冲但要靠贴近放置 低 ESL 封装才能让它在 MLCC 振铃频率附近起作用否则会引入走线电感效果大幅减弱。以上优先级总结成一句话先布线和选型把 L 做小再按需用磁珠/串阻/增加阻尼最后才是用大电容垫低频。2.3.2 改善系统结构针对这种过冲型振铃。用二极管或开关把每次过冲的能量抽走比如在输出加肖特基到电源轨能打断能量循环但不解决 EMI 频谱属于治标。2.4 导通时间精确计算好了解决了地弹噪声的问题后回归正轨上文的《4.6.1 导通时间》已经计算过导通时间了不过采用的是粗略的计算方案这是因为上文实验的MOSFET决定了该粗略计算精度很高但本文不行。我们来精确计算一下。2.4.1 导通过程德州仪器有一份专业的应用报告《MOSFET 和 IGBT 栅极驱动器电路的基本原理》指出了MOSFET在IC控制器的详细导通过程内容如下MOSFET晶体管的开通动作可分为如图4中所示的4个阶段。第一步器件的输入电容从0V充电至VTH。在此期间大部分栅极电流用于对CGS电容器充电。少量电流也会流经CGD电容器。随着栅极端子电压升高CGD电容器的电压将略有下降。这个期间称为开通延时因为器件的漏极电流和漏极电压保持不变。栅极充电至阈值电平后MOSFET就能载流了。在第二个阶段中栅极电平从VTH升高到米勒平坦电平VGS,Miller。当电流与栅极电压成正比时这是器件的线性工作区。在栅极侧就像在第一阶段中那样电流流入CGS和CGD电容器中并且VGS电压升高。在器件的输出端漏极电流升高同时漏源电压保持之前的电平(VDS,off)。可以通过查看图3中的原理图来了解。在所有电流传输到MOSFET中并且二极管完全关断能够阻止其PN结上的反向电压之前漏极电压必须保持输出电压电平。进入开通过程第三阶段后栅极已充电至足够电压(VGS,Miller)可以承载完整的负载电流且整流器二极管关断。此时允许漏极电压下降。当器件上的漏极电压下降时栅源极电压保持稳定。这就是栅极电压波形中的米勒平坦区域。驱动器提供的所有栅极电流都被转移从而对CGD电容器充电以便在漏源极端子上实现快速的电压变化。现在器件的漏极电流受到外部电路这是直流电流源的限制因此保持恒定。开通过程的最后一步是通过施加更高的栅极驱动电压充分增强MOSFET的导通通道。VGS的最终幅值决定了开通期间器件的最终导通电阻。所以在第四阶段中VGS从VGS,Miller上升至最终值VDRV。这通过对CGS和CGD电容器充电来实现因此现在栅极电流在两个组件之间分流。当这些电容器充电时漏极电流仍然保持恒定而由于器件的导通电阻下降漏源电压略有下降。其中MOSFET的模式如下这是MOSFET 的开关模型。此模型显示了影响开关性能的最重要的寄生器件。模型中电容和手册电容关系如有公式其中MOSFET的模式如下这是MOSFET 的开关模型。此模型显示了影响开关性能的最重要的寄生器件。模型中电容和手册电容关系如下公式2.4.2 第一步和第二步导通时间想要计算详细的导通时间需要把这四步的时间都计算好再相加。其中第一步和第二步的时间占比偏小且这两步的计算参数唯一区别就是第一步不需要加入电容Cgd刚好Cgd相比Cgs小两个数量级所以可以直接统一计算。那么第一步和第二步的综合计算如下外部IC控制器对电容CgsCgd也就是对Ciss和外接电容充电这些电容都从0V抬升至米勒平坦电平 VGS,MillerVGS,Miller可通过以下两种方式估计。找到MOSFET的数据手册的典型栅极电荷曲线Qg - Vgs曲线斜率最低处的VGS大致约为VGS,Miller如CSD18543Q3A的电荷曲线Qg - Vgs如图可估计VGS,Miller约为3.8V这个曲线图还与最大漏源电压和最大漏极电流有关计算时直接用手册的粗略估计即可影响不大。那么依靠电容恒流充电公式可得时间为2.4.3 第三步导通时间从报告中可以看出第三步处于米勒平台区域Vgs不变化也就是不给Cgs充电该过程中源极电压Vs从0V抬升至漏极电压Vd栅极电压从VGS,Miller抬升至漏极电压Vd加VGS,Miller。也就是整个过程中外部IC控制器对电容Cgd也就是对Crss和外接电容充电这些电容都抬升了漏极电压Vd可得时间为2.4.4 第四步导通时间从报告中可以看出最后一步下栅极电压Vs从漏极电压Vd加VGS,Miller抬升至最终稳定导通栅极电压栅极电压不变。最终稳定导通栅极电压从IC控制器手册可以看出为漏极电压Vd加14V也就是38V。也就是最后一步下外部IC控制器对电容CgsCgd也就是对Ciss和外接电容充电这些电容都抬升了14 -VGS,Miller 10.2V可得时间为2.4.5 整体分析从上面计算知整个导通时间为 1.6 9 4.2 14.8ms与粗略计算15.7ms相差不大。这个时间会发现上文的粗略计算公式就是给第三步导通时间计算时也算上Vgs。所以一般粗略计算结构偏大。另外还可以看出第一步、第二步和第四步的电压上升斜率相同都为2.44V/ms第三步斜率为2.67V/ms。正是因为 MOSFET 的 Ciss 相对外部电容8.2nF较小所以斜率接近故粗略计算影响不大实际波形图也近似一条直线。2.5 双栅极共接时间计算现在回到本文的双栅极共接 MOSFET设计来计算一下该设计的导通时间和启动时间。先画出这种组合设计的模型图如下从TPS2491的模块版图和外围电路原理图来看栅极充电电流为22uA外部电容为2.7nF。第一步和第二步下外部IC控制器对电容Cgs1Cgd1Cgs2Cgd2也就是对Ciss1Ciss2和外接电容充电这些电容都从0V抬升至米勒平坦电平 VGS,Miller按栅极电荷曲线估计为4.5V计算时间为在第三步下处于米勒平台区域Vgs不变化Cgs1和Cgs2无需充电该过程中源极电压Vs从0V抬升至漏极电压VdMOS2的漏极和源极导通与源极同步变化也就是Cgd2电压不变栅极电压从VGS,Miller抬升至漏极电压Vd加VGS,Miller。也就是整个过程中外部IC控制器只对电容Cgd1也就是对Crss1和外接电容充电这些电容都抬升了漏极电压Vd可得时间为第四步下栅极电压Vs从漏极电压Vd加VGS,Miller抬升至最终稳定导通栅极电压源极和漏极电压不变。最终稳定导通栅极电压从IC控制器手册可以看出为漏极电压Vd加14V也就是40V。也就是第四步外部IC控制器对电容Cgs1Cgd1Cgs2Cgd2也就是对Ciss1Ciss2和外接电容充电这些电容都抬升了14 -VGS,Miller 9.5V可得时间为整体来看导通时间为1.1 3.2 2.3 6.6ms三个导通阶段的斜率分别为4.18.14.1。启动时间就是米勒平台时间也就是3.2ms其他时间和参数的计算和上文一致这里就不赘述了。2.6 性能波形下图中各条曲线含义如下粉红曲线故障计时电压紫色曲线输入电流漏极电流绿色曲线输出电压源极电压黄色曲线栅极驱动电压在源极和栅极电压抬升前有一个极短的脉冲电流这是开机时开发板上所有电容的瞬间充电电流导致的可忽略不属于该工程数据。1Vin 26 VRL 无穷不接负载正常启动当输入电压 Vin 为 26 V、不接负载电阻时启动时序如图所示。可以看出导通时间三个阶段分别为1ms、3.1ms、2.9ms总共7ms。这里理论值6.6ms非常接近代表理论正确启动时间约为3.1ms也没问题源极和栅极电压都线性抬升整个实际表现都非常接近理论计算值。启动电流的这个波峰这里解释一下启动电流近似为3个阶段阶段一: 0–0.2ms电流 0→0.8A平均约 0.4AQ₁ ≈ 0.08mC电压到 4V。阶段二: 0.2–1.0ms电流 0.8→0.2A平均约 0.5AQ₂ ≈ 0.4mC电压 4→10V。阶段三: 1.0–3.4ms电流 0.2A 缓慢降到 0平均约 0.1AQ₃ ≈ 0.24mC电压 10→26V。总电荷 Q ≈ 0.72mC对应 26V 时的有效容值 Q/V ≈ 28µF只有标称 100µF 的 28%。对比上面电解波形2.1.16Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 的电解电容0.8A 平推 3.4msQ 2.6mC恰好等于 100µF × 26V教科书级的恒流充电。所以两个电容名义上都是 100µF实际装下的电荷差了 3.6 倍此时MLCC的有效容值就是 C Q/V 0.72mC / 26V ≈ 28µF。这是标称 100µF 的 28%。造成这个的原因我觉得主要是X5R 容值随偏压塌陷这类陶瓷电容低压段容值大、电压上升需要大电流高压段容值小、只需要很小的电流就能升高电压这也解释了MLCC电容的充电电流是一个波峰且上升时间远小于下降时间。当开始充电时MLCC电容还是标称值100uF可计算此时充电电流为0.8A对应阶段一此时容值随偏压塌陷电流迅速下降对应阶段二因为电压上升被控制为线性所以后面电流随着偏压塌陷的程度下降对应阶段三。另外我的工作电压为26V1210 封装的 100µF 陶瓷电容市面常见额定电压就是 4V、6.3V、10V、16V 这几档。这是我的一个设计缺陷负载电容承受了过电压陶瓷电容的击穿电压通常是额定电压的 1.5~2.5 倍所以过压不一定会当场炸。但代价是介质内部承受远超设计的电场瓷体微裂纹、绝缘电阻不可逆地退化、漏电流上升同样有可能加剧容值随偏压塌陷的程度。而电解电容在偏压下容值几乎不掉掉 5~20%所以整个过程可以始终按 100µF 来算自然充电电流保持不变。2Vin 26 VRL 10R大负载启动当 Vin 为 26 V、负载电阻为 10 Ω 时启动时序如图所示。可以看出各波形也是正常的符合理论值漏极电流为输出电容的充电电流加上负载电流。3正常工作下RL 10R输入电压下降触发欠压保护后又恢复第一张是保护瞬间时序图可以看到栅极电压和漏极电流快速关断输出电压因为有输出电容的缘故关断时间较长第二张是电压恢复后自动启动时序图可以看出和正常启动时序图一致。注意因为使用MLCC电容是错误的所以替换成100uF的电解电容同时因为我的电源最大输出功耗为105W所以我把R13换成了100K这样可以在低压下测试过流事件时避免欠压保护的干扰以下测试波形均在新条件下得到4Vin 20 VRL 4R大负载导致保护当 Vin 为 20 V、负载电阻减小到 4 Ω 时第一张是启动瞬间时序图第二张是一次重试时序图第三张是16个周期重试启动时序图。从第一张图来看因为限定功耗为50W整个启动过程中没有达到过功耗保护成功启动后20V电压在4R的负载下会产生5A的电流达到电流阈值所以成功启动后立马触发过流保护。此时故障计时电容开始充电门控放大器停止对GATE的上拉因为电容的漏电流所以栅极电压有所下降。当故障计时电容充电到4V时会以2mA的下拉电流瞬间关断MOSFET从而电压和电流瞬间为0。每次定时启动时的波形一致且在第16个周期处立即启动5Vin 20 V正常工作下发生过流事件第一张图是过流瞬间时序图第二张图是一次重试时序图随着负载的下降电流逐渐上升当达到阈值5A时立马触发过流保护。此时故障计时电容开始充电门控放大器停止对GATE的上拉因为电容的漏电流所以栅极电压有所下降。当故障计时电容充电到4V时会以2mA的下拉电流瞬间关断MOSFET从而电压和电流瞬间为0。重试波形一致6Vin 20 V正常工作下发生短路事件一旦短路输出电压立马下降为0此时IC控制器内部的稳压二极管导通栅极电压也跟随下降最终稳定在4V电流在短路时瞬间上升当栅极电压稳定在4V时此时MOSFET工作在恒流区输出的漏极电流由栅极电压和低频跨导的乘积决定稳定在2.2A当故障计时电容充电到4V时彻底关断。2.7 注意电源带载能力在实际应用中这是一个容易忽略的问题大家都把电源默认为无限的恒压源。实际的电源带载能力有限我测试使用的电源是一个最大电压50V最大电流20A最大功耗105W的数字电源。假设我的欠压保护是21V额定工作电压是26V电流保护阈值为5A实际工作中触发过流保护事件。当以26V电压工作时电源输出电流为4A此时达到电源最大负荷正常工作当负载开始减小电流增大超过电源的带载能力从而电压开始下降当电流触发阈值达到5A时电压下降到21V同样触发欠压保护。实际中会是如下过程当负载下降时电流上升电压下降当电流达到阈值故障定时电容开始充电同时电压也触发欠压保护立马关断MOSFETMOSFET一关断电流迅速下降电源负荷得到缓解电压又上升到26V此时退出欠压保护立马又导通MOSFET。接着就重复这个过程整个过程就是欠压和过流不断交替保护此时MOSFET从过流的16个周期重试一次变成了极短时间的不断重试每次重试都会累积热量。以前有故障定时电容的16个周期来关闭散热现在缺少这个散热MOSFET温度短时间内累积迅速升高从而烧坏。下面是这种双重保护的波形图实际中一定要避免这个事件发生虽然欠压上行和下行保护约有2V的间隙但电源超负荷的电压波动远超2V。在实际设计中电源带载能力起码要达到额定电压下的保护电流如果电源带载能力有限但器件本身对电压不敏感对电流敏感那么把欠压值设定低于2倍保护电流下的电源输出电压下才保险。三、IC控制器TPS48000等待后续总结等待后续 IC控制器+ 外置双功率栅极共接 MOSFET组合电路指南
目录前言一、MOSFET组合设计二、IC控制器TPS24912.1 地弹噪声2.1.1 地弹噪声测试波形1Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 的 MLCC 贴片电容。2Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 和 0.1uF/50V 的 MLCC 贴片电容。3Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 和 0.1nF/50V 的 MLCC 贴片电容。4Vin 26 VRL 100R输出端并联 100uF/50V 的 MLCC 贴片电容5Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端不并联电容6Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 的电解电容7Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 的 MLCC 贴片电容但拆除Q2换成普通的单个MOSFET电路2.1.2 波形总结2.2 噪声原因2.2.1 欠阻尼振荡2.2.2 换电解电容震荡消失2.2.3 换单个MOSFET震荡消失2.2.4 取消输出电容震荡消失2.2.5 负载改为100R震荡存在2.2.6 总结电容震荡本质感想2.3 噪声消除2.3.1 增大阻尼比减小环路电感增大串联电阻增大电容2.3.2 改善系统结构2.4 导通时间精确计算2.4.1 导通过程2.4.2 第一步和第二步导通时间2.4.3 第三步导通时间2.4.4 第四步导通时间2.4.5 整体分析2.5 双栅极共接时间计算2.6 性能波形1Vin 26 VRL 无穷不接负载正常启动2Vin 26 VRL 10R大负载启动3正常工作下RL 10R输入电压下降触发欠压保护后又恢复4Vin 20 VRL 4R大负载导致保护5Vin 20 V正常工作下发生过流事件6Vin 20 V正常工作下发生短路事件2.7 注意电源带载能力三、IC控制器TPS48000总结前言在上文《热插拔控制器 外置功率 MOSFET组合电路指南_外置功率mos的控制器如何做限流-CSDN博客》中我们已经学习了IC控制器加外置单个功率 MOSFET组合电路的设计。本文作为补充将外置单个功率 MOSFET换成两个栅极共接功率 MOSFET组合同时介绍TPS2491DGS与TPS48000QDG两款IC控制器看看整体电路会有哪些不同。如果你对这方面的设计不太了解建议先阅读上文再看本文。一、MOSFET组合设计首先这里的MOSFET均使用CSD19534Q5A与上文的CSD18543Q3A同根同源只是性能参数不同。整体表现为CSD19534Q5A的导通电压、耐压、耐流、等效电容、功率耗散和体积更大一些。组合接法如下这么做的目的只有一个就是防输出倒灌。因为MOSFET均有无可避免的体二极管存在也就是从栅极到源极天然导通如果像上文的设计只使用一个MOSFET假设工作场景是通过电源给电池充电控制板输入端接电源输出端接电池。万一此时电源发生故障掉压或者短路那么电池中的电流会倒灌回电源这种倒灌不受控制板影响如果没有其他限制电路仅与输入和输出负载有关那么此时这种不受控的倒灌电流会产生极大的安全隐患。为了解决这个问题方法之一就是采用上图的双栅极共接 MOSFET 代替单一MOSFET这种对称结构不管从那边看体二极管通道都会被阻断可完全避免输出倒灌现象的发生。二、IC控制器TPS2491TPS2491和上文使用的TPS2480非常相似是德州仪器的两款产品区别仅仅是TPS2491少了ADC测量功能其他功能没有变化。TPS2491的模块版图和外围电路原理图如下所示2.1 地弹噪声在这之前实验中发现了一个现象就是板子各处电压在组合MOSFET导通时会产生极大的震荡更准确的说应该是有强烈的地弹噪声先来看一下测试波形。2.1.1 地弹噪声测试波形下图中各条曲线含义如下粉红曲线故障计时电压紫色曲线输入电流漏极电流绿色曲线输出电压源极电压黄色曲线栅极驱动电压1Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 的 MLCC 贴片电容。2Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 和 0.1uF/50V 的 MLCC 贴片电容。3Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 和 0.1nF/50V 的 MLCC 贴片电容。4Vin 26 VRL 100R输出端并联 100uF/50V 的 MLCC 贴片电容5Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端不并联电容6Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 的电解电容7Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 的 MLCC 贴片电容但拆除Q2换成普通的单个MOSFET电路2.1.2 波形总结双栅极对接MOSFET加输出端并联大容值MLCC电容会引发强烈的地弹噪声此时继续给输出端并联极小容值MLCC电容无济于事。通过拆除大容值MLCC电容、将MLCC电容换成等容值的电解电容和将双栅极对接MOSFET换成单个MOSFET的方式都能消除地弹噪声。2.2 噪声原因2.2.1 欠阻尼振荡根据我的判断我认为可以对以上现象做出如下解释。从波形中可以看出震荡处于米勒平台区域对VGS而言起始于 VGS,Miller此时Vds为最大值26V终止于Vds约为6V的时刻。 这个区间刚好对应 MOSFET 导通时的恒流工作区此时最大漏极电流Id为Gm与Vgs的乘积。可以这么理解当VGS到达 VGS,Miller时 MOSFET进入恒流工作区此时输出端因为并联的电容相当于短路那么就会有一个大小为Gm与Vgs的乘积的漏极电流Id输出该电流经过Q2的体二极管到达输出负载电容该电流的结局就是要么被消耗要么被储存。我们知道真实的一个电容等效为理想电容串联理想电阻再串联理想电感MLCC 的等效电路是 C 串联一个很小的 ESL等效串联电感nH 量级再串一个很小的 ESRmΩ 量级。如图当这个漏极电流到达负载电容时会给电容和ESL充电此时表现为输出电压的急剧攀升当这股能量全部储存在MLCC电容中时电流消失此时ESL要防止电流突变会把储存的能量传入电容中电容为了防止电压突变又会把能量回传到ESL中于是构成了一个 RLC 二阶电路。此时阻抗、谐振频率和阻尼比如下在经验中一个1210封装的100uF的MLCC电容的ESL可取2nHESR取10mR此时的谐振频率为356KHz阻尼比为1.1按这个算已接近临界阻尼。但实际电路中还要算上走线/环路电感把 L 撑到 5 nH 以上和偏压下容值下降X5R 加 6.3 V 偏压后 100 µF 可能只剩 50–60 µFζ 会掉到 1 以下欠阻尼震荡的现象就产生了。还有第二个机制是陶瓷特有的压电/电致伸缩效应。X5R、X7R 这类二类陶瓷是铁电材料电压变化会让瓷体机械形变反过来机械振动又会产生电荷形成声学谐振几十 kHz 到几 MHz就是电容啸叫的来源。这个回路会跟电路电气谐振耦合在示波器上也能看到叠加的纹波震荡。因为ESR很小每次震荡消耗的能量极其有限再加上负载开路能量只能以震荡的形式被ESR消耗所以这个过程的震荡就体现为剧烈的地弹噪声所以这个过程测量的所有电压值都是剧烈震荡的。当Vds到达约为6V时MOSFET退出恒流区此时MOSFET接近导通了这股能量就可以通过MOSFET回流至输入端从而震荡消失。2.2.2 换电解电容震荡消失电解电容的 ESR 比 MLCC 高一个到几个数量级。普通铝电解一般是几十到几百 mΩ大容量的甚至到 Ω 级低阻抗型也有 100 mΩ 上下。而 MLCC 的 ESR 只有几到几十 mΩ。它的 ESL 也比 MLCC 大。铝电解是卷绕结构还有引线/端子等效串联电感通常在 10–50 nH 甚至更高而 MLCC 本体才 1–2 nH。把数字代进去看。 C 100 µF、R 200 mΩ、L 30 nHζ ≈ 6妥妥的过阻尼。过阻尼回路的电压波形就是一条平滑的、带滞后的上升曲线最多稍微超一点再缓慢收敛不会反复振荡。结构上还有更深一层原因铝电解是湿式结构——阳极是刻蚀过的粗糙铝箔电解质是导电液体整个电容内部更像是分布着电阻的损耗性传输线而不是一个干净的 LC 谐振腔。频率一高刻蚀箔的表面积效应和电解质电阻让 ESR 进一步上升。所以换成等容值的电解电容不会产生震荡。2.2.3 换单个MOSFET震荡消失单个MOSFET从源极看向漏极因为体二极管的原因相当于通路那么可以把输出电容每次震荡过冲的能量抽走打破了二阶系统的能量循环故震荡消失。2.2.4 取消输出电容震荡消失取消输出电容此时不外接负载那么负载就是绝对的开路整个过程不会有任何电流流入输出端并且此时不构成二阶系统那么自然没有了震荡。2.2.5 负载改为100R震荡存在如果给负载变为100R那么增大的阻尼比为此时对震荡没有丝毫的影响当负载变为2mR的时候增加的阻尼比约为1此时没有震荡但这是不现实的2mR的负载相当于短路。从能量上的角度来看负载泄能极其有限。能量在 C 和 L 之间倒腾的节奏由谐振频率决定泄放电阻要接在这个量级才抢得过倒腾速度。拿 100 µF、2 nH 算倒腾周期只有约 2.8 µs而一个 100 Ω 并联电阻泄完这些能量的时间常数是 3RC ≈ 30 ms——等它放完能量已经在里面弹了1万个来回。所以它确实是个出口只是窄到几乎堵死的程度。2.2.6 总结电容震荡本质一个充满电开着两端、没有外接回路的电容它的等效模型 C–ESR–ESL 是串联的而串联回路没有闭合电流无路可走。ESR 和 ESL 根本不起作用电荷只能通过另一条并联路径——绝缘电阻漏电阻——慢慢泄掉。这是直流漏电单调整指数衰减不可能震荡。电解电容的漏电阻比MLCC小得多一般电解电容的泄漏电流比 MLCC 大好几个数量级因为它是湿式结构、阳极氧化膜厚有限。拿一只 100 µF 电解充满电放着电压以分钟级时间常数掉下去是正常的。而 MLCC 的绝缘电阻极高常见 ≥ 100 MΩ 甚至几十 GΩ·µF100 µF 对应的漏阻在 GΩ 量级放电时间常数是小时到天。当把带电电容两端瞬间短接出现了闭合的低阻环路这时 C–ESR–ESL 加上短接导线/开关的电感才构成真正的 RLC 串联回路。这个回路是一个二阶系统。MLCC电容因为极低ESR和ESL的特性使得该二阶系统呈现欠阻尼状态而电解电容因为较大ESR和ESL的特性使得该二阶系统呈现欠阻尼状态。此时如果外部不加干涉MLCC 电压快速跌到 0 并在 0 附近来回振典型自谐振几百 kHz 到几 MHz电解电容会单调下降到0。注意两个前提一是这需要一个外部短接不是自身结构凭空发生的二是震荡频率和阻尼都由整个环路包括短路路径的电感决定。反过来用电源给电容充电时因为电源内阻很低此时相当于电容两端短路相接整个充电路径也等效成一个 RLC 串联网络电压源给它一个阶跃回路就按阻尼比 ζ R/(2√(L/C)) 决定是振着到终值还是单调到终值。对于MLCC电容电压快速冲上终值、然后震荡。电解电容会单调爬升、逼近终值、没有来回。感想总的来说电容充电和放电是一个能量的转移存储和释放的过程对于电解电容来说这个能量的转移通道足够宽广所以能量呈现单调的形式转移而对于MLCC电容来说这个能量的转移通道比较狭窄所以部分能量呈现震荡的形式转移。整个转移过程中能量会有所衰减衰减的能量我们并不在乎这部分能量对于整个系统来说忽略不计需要在乎的是衰减形式。电解电容以低频单调的形式衰减安静无噪声MLCC 电容把能量以高频振荡的形式衰减产生强大的电磁场电流在接地回路里来回冲产生强大 di/dt 地弹和 EMI噪声这对整个电路来说是灾难性的。所以我们必须要消除震荡。2.3 噪声消除从以上解释可以看出想要消除震荡从根本上只有两种方式第一种是增大二阶系统的阻尼比使该系统呈现过阻尼状态第二种就是改善系统本身结构抑制震荡。2.3.1 增大阻尼比从二阶系统的阻尼比公式来看增大阻尼比有三条路分别是增大串联电阻、增大电容、减小环路电感。减小环路电感这是最有效的办法整个环路电感主要是走线和过孔贡献的往往比电容本体 ESL 还大。做法把去耦电容贴着负载管脚放间距几毫米以内、MLCC 下面走线不留空洞、用多个过孔并联打回地平面、用 0402/0603 小封装或低 ESLX2Y/反端子型号。这是唯一不加任何损耗就见效的办法永远优先做。增大串联电阻针对必须串进电流环路这个前提。对大容量的 MLCC有效阻尼电阻是毫欧到几十毫欧量级按 √(L/C) 选和电容串联在一起。代价是直流压降和损耗大电流电源轨往往用不了。如果想兼顾高频就换磁珠——直流阻抗几乎为零但几百 MHz 以下随频率上升呈阻性等于只在振铃频率附近开泄能口是电源轨上最常用的做法。给100uF/50V 的 MLCC 贴片电容串联了一个磁珠波形如下增大电容并联大电解或聚合物电容。它的高 ESR 和足够低的阻抗确实能阻尼低频环路谐振也能给高频瞬态提供能量缓冲但要靠贴近放置 低 ESL 封装才能让它在 MLCC 振铃频率附近起作用否则会引入走线电感效果大幅减弱。以上优先级总结成一句话先布线和选型把 L 做小再按需用磁珠/串阻/增加阻尼最后才是用大电容垫低频。2.3.2 改善系统结构针对这种过冲型振铃。用二极管或开关把每次过冲的能量抽走比如在输出加肖特基到电源轨能打断能量循环但不解决 EMI 频谱属于治标。2.4 导通时间精确计算好了解决了地弹噪声的问题后回归正轨上文的《4.6.1 导通时间》已经计算过导通时间了不过采用的是粗略的计算方案这是因为上文实验的MOSFET决定了该粗略计算精度很高但本文不行。我们来精确计算一下。2.4.1 导通过程德州仪器有一份专业的应用报告《MOSFET 和 IGBT 栅极驱动器电路的基本原理》指出了MOSFET在IC控制器的详细导通过程内容如下MOSFET晶体管的开通动作可分为如图4中所示的4个阶段。第一步器件的输入电容从0V充电至VTH。在此期间大部分栅极电流用于对CGS电容器充电。少量电流也会流经CGD电容器。随着栅极端子电压升高CGD电容器的电压将略有下降。这个期间称为开通延时因为器件的漏极电流和漏极电压保持不变。栅极充电至阈值电平后MOSFET就能载流了。在第二个阶段中栅极电平从VTH升高到米勒平坦电平VGS,Miller。当电流与栅极电压成正比时这是器件的线性工作区。在栅极侧就像在第一阶段中那样电流流入CGS和CGD电容器中并且VGS电压升高。在器件的输出端漏极电流升高同时漏源电压保持之前的电平(VDS,off)。可以通过查看图3中的原理图来了解。在所有电流传输到MOSFET中并且二极管完全关断能够阻止其PN结上的反向电压之前漏极电压必须保持输出电压电平。进入开通过程第三阶段后栅极已充电至足够电压(VGS,Miller)可以承载完整的负载电流且整流器二极管关断。此时允许漏极电压下降。当器件上的漏极电压下降时栅源极电压保持稳定。这就是栅极电压波形中的米勒平坦区域。驱动器提供的所有栅极电流都被转移从而对CGD电容器充电以便在漏源极端子上实现快速的电压变化。现在器件的漏极电流受到外部电路这是直流电流源的限制因此保持恒定。开通过程的最后一步是通过施加更高的栅极驱动电压充分增强MOSFET的导通通道。VGS的最终幅值决定了开通期间器件的最终导通电阻。所以在第四阶段中VGS从VGS,Miller上升至最终值VDRV。这通过对CGS和CGD电容器充电来实现因此现在栅极电流在两个组件之间分流。当这些电容器充电时漏极电流仍然保持恒定而由于器件的导通电阻下降漏源电压略有下降。其中MOSFET的模式如下这是MOSFET 的开关模型。此模型显示了影响开关性能的最重要的寄生器件。模型中电容和手册电容关系如有公式其中MOSFET的模式如下这是MOSFET 的开关模型。此模型显示了影响开关性能的最重要的寄生器件。模型中电容和手册电容关系如下公式2.4.2 第一步和第二步导通时间想要计算详细的导通时间需要把这四步的时间都计算好再相加。其中第一步和第二步的时间占比偏小且这两步的计算参数唯一区别就是第一步不需要加入电容Cgd刚好Cgd相比Cgs小两个数量级所以可以直接统一计算。那么第一步和第二步的综合计算如下外部IC控制器对电容CgsCgd也就是对Ciss和外接电容充电这些电容都从0V抬升至米勒平坦电平 VGS,MillerVGS,Miller可通过以下两种方式估计。找到MOSFET的数据手册的典型栅极电荷曲线Qg - Vgs曲线斜率最低处的VGS大致约为VGS,Miller如CSD18543Q3A的电荷曲线Qg - Vgs如图可估计VGS,Miller约为3.8V这个曲线图还与最大漏源电压和最大漏极电流有关计算时直接用手册的粗略估计即可影响不大。那么依靠电容恒流充电公式可得时间为2.4.3 第三步导通时间从报告中可以看出第三步处于米勒平台区域Vgs不变化也就是不给Cgs充电该过程中源极电压Vs从0V抬升至漏极电压Vd栅极电压从VGS,Miller抬升至漏极电压Vd加VGS,Miller。也就是整个过程中外部IC控制器对电容Cgd也就是对Crss和外接电容充电这些电容都抬升了漏极电压Vd可得时间为2.4.4 第四步导通时间从报告中可以看出最后一步下栅极电压Vs从漏极电压Vd加VGS,Miller抬升至最终稳定导通栅极电压栅极电压不变。最终稳定导通栅极电压从IC控制器手册可以看出为漏极电压Vd加14V也就是38V。也就是最后一步下外部IC控制器对电容CgsCgd也就是对Ciss和外接电容充电这些电容都抬升了14 -VGS,Miller 10.2V可得时间为2.4.5 整体分析从上面计算知整个导通时间为 1.6 9 4.2 14.8ms与粗略计算15.7ms相差不大。这个时间会发现上文的粗略计算公式就是给第三步导通时间计算时也算上Vgs。所以一般粗略计算结构偏大。另外还可以看出第一步、第二步和第四步的电压上升斜率相同都为2.44V/ms第三步斜率为2.67V/ms。正是因为 MOSFET 的 Ciss 相对外部电容8.2nF较小所以斜率接近故粗略计算影响不大实际波形图也近似一条直线。2.5 双栅极共接时间计算现在回到本文的双栅极共接 MOSFET设计来计算一下该设计的导通时间和启动时间。先画出这种组合设计的模型图如下从TPS2491的模块版图和外围电路原理图来看栅极充电电流为22uA外部电容为2.7nF。第一步和第二步下外部IC控制器对电容Cgs1Cgd1Cgs2Cgd2也就是对Ciss1Ciss2和外接电容充电这些电容都从0V抬升至米勒平坦电平 VGS,Miller按栅极电荷曲线估计为4.5V计算时间为在第三步下处于米勒平台区域Vgs不变化Cgs1和Cgs2无需充电该过程中源极电压Vs从0V抬升至漏极电压VdMOS2的漏极和源极导通与源极同步变化也就是Cgd2电压不变栅极电压从VGS,Miller抬升至漏极电压Vd加VGS,Miller。也就是整个过程中外部IC控制器只对电容Cgd1也就是对Crss1和外接电容充电这些电容都抬升了漏极电压Vd可得时间为第四步下栅极电压Vs从漏极电压Vd加VGS,Miller抬升至最终稳定导通栅极电压源极和漏极电压不变。最终稳定导通栅极电压从IC控制器手册可以看出为漏极电压Vd加14V也就是40V。也就是第四步外部IC控制器对电容Cgs1Cgd1Cgs2Cgd2也就是对Ciss1Ciss2和外接电容充电这些电容都抬升了14 -VGS,Miller 9.5V可得时间为整体来看导通时间为1.1 3.2 2.3 6.6ms三个导通阶段的斜率分别为4.18.14.1。启动时间就是米勒平台时间也就是3.2ms其他时间和参数的计算和上文一致这里就不赘述了。2.6 性能波形下图中各条曲线含义如下粉红曲线故障计时电压紫色曲线输入电流漏极电流绿色曲线输出电压源极电压黄色曲线栅极驱动电压在源极和栅极电压抬升前有一个极短的脉冲电流这是开机时开发板上所有电容的瞬间充电电流导致的可忽略不属于该工程数据。1Vin 26 VRL 无穷不接负载正常启动当输入电压 Vin 为 26 V、不接负载电阻时启动时序如图所示。可以看出导通时间三个阶段分别为1ms、3.1ms、2.9ms总共7ms。这里理论值6.6ms非常接近代表理论正确启动时间约为3.1ms也没问题源极和栅极电压都线性抬升整个实际表现都非常接近理论计算值。启动电流的这个波峰这里解释一下启动电流近似为3个阶段阶段一: 0–0.2ms电流 0→0.8A平均约 0.4AQ₁ ≈ 0.08mC电压到 4V。阶段二: 0.2–1.0ms电流 0.8→0.2A平均约 0.5AQ₂ ≈ 0.4mC电压 4→10V。阶段三: 1.0–3.4ms电流 0.2A 缓慢降到 0平均约 0.1AQ₃ ≈ 0.24mC电压 10→26V。总电荷 Q ≈ 0.72mC对应 26V 时的有效容值 Q/V ≈ 28µF只有标称 100µF 的 28%。对比上面电解波形2.1.16Vin 26 VRL 无穷不接负载输出端并联 100uF/50V 的电解电容0.8A 平推 3.4msQ 2.6mC恰好等于 100µF × 26V教科书级的恒流充电。所以两个电容名义上都是 100µF实际装下的电荷差了 3.6 倍此时MLCC的有效容值就是 C Q/V 0.72mC / 26V ≈ 28µF。这是标称 100µF 的 28%。造成这个的原因我觉得主要是X5R 容值随偏压塌陷这类陶瓷电容低压段容值大、电压上升需要大电流高压段容值小、只需要很小的电流就能升高电压这也解释了MLCC电容的充电电流是一个波峰且上升时间远小于下降时间。当开始充电时MLCC电容还是标称值100uF可计算此时充电电流为0.8A对应阶段一此时容值随偏压塌陷电流迅速下降对应阶段二因为电压上升被控制为线性所以后面电流随着偏压塌陷的程度下降对应阶段三。另外我的工作电压为26V1210 封装的 100µF 陶瓷电容市面常见额定电压就是 4V、6.3V、10V、16V 这几档。这是我的一个设计缺陷负载电容承受了过电压陶瓷电容的击穿电压通常是额定电压的 1.5~2.5 倍所以过压不一定会当场炸。但代价是介质内部承受远超设计的电场瓷体微裂纹、绝缘电阻不可逆地退化、漏电流上升同样有可能加剧容值随偏压塌陷的程度。而电解电容在偏压下容值几乎不掉掉 5~20%所以整个过程可以始终按 100µF 来算自然充电电流保持不变。2Vin 26 VRL 10R大负载启动当 Vin 为 26 V、负载电阻为 10 Ω 时启动时序如图所示。可以看出各波形也是正常的符合理论值漏极电流为输出电容的充电电流加上负载电流。3正常工作下RL 10R输入电压下降触发欠压保护后又恢复第一张是保护瞬间时序图可以看到栅极电压和漏极电流快速关断输出电压因为有输出电容的缘故关断时间较长第二张是电压恢复后自动启动时序图可以看出和正常启动时序图一致。注意因为使用MLCC电容是错误的所以替换成100uF的电解电容同时因为我的电源最大输出功耗为105W所以我把R13换成了100K这样可以在低压下测试过流事件时避免欠压保护的干扰以下测试波形均在新条件下得到4Vin 20 VRL 4R大负载导致保护当 Vin 为 20 V、负载电阻减小到 4 Ω 时第一张是启动瞬间时序图第二张是一次重试时序图第三张是16个周期重试启动时序图。从第一张图来看因为限定功耗为50W整个启动过程中没有达到过功耗保护成功启动后20V电压在4R的负载下会产生5A的电流达到电流阈值所以成功启动后立马触发过流保护。此时故障计时电容开始充电门控放大器停止对GATE的上拉因为电容的漏电流所以栅极电压有所下降。当故障计时电容充电到4V时会以2mA的下拉电流瞬间关断MOSFET从而电压和电流瞬间为0。每次定时启动时的波形一致且在第16个周期处立即启动5Vin 20 V正常工作下发生过流事件第一张图是过流瞬间时序图第二张图是一次重试时序图随着负载的下降电流逐渐上升当达到阈值5A时立马触发过流保护。此时故障计时电容开始充电门控放大器停止对GATE的上拉因为电容的漏电流所以栅极电压有所下降。当故障计时电容充电到4V时会以2mA的下拉电流瞬间关断MOSFET从而电压和电流瞬间为0。重试波形一致6Vin 20 V正常工作下发生短路事件一旦短路输出电压立马下降为0此时IC控制器内部的稳压二极管导通栅极电压也跟随下降最终稳定在4V电流在短路时瞬间上升当栅极电压稳定在4V时此时MOSFET工作在恒流区输出的漏极电流由栅极电压和低频跨导的乘积决定稳定在2.2A当故障计时电容充电到4V时彻底关断。2.7 注意电源带载能力在实际应用中这是一个容易忽略的问题大家都把电源默认为无限的恒压源。实际的电源带载能力有限我测试使用的电源是一个最大电压50V最大电流20A最大功耗105W的数字电源。假设我的欠压保护是21V额定工作电压是26V电流保护阈值为5A实际工作中触发过流保护事件。当以26V电压工作时电源输出电流为4A此时达到电源最大负荷正常工作当负载开始减小电流增大超过电源的带载能力从而电压开始下降当电流触发阈值达到5A时电压下降到21V同样触发欠压保护。实际中会是如下过程当负载下降时电流上升电压下降当电流达到阈值故障定时电容开始充电同时电压也触发欠压保护立马关断MOSFETMOSFET一关断电流迅速下降电源负荷得到缓解电压又上升到26V此时退出欠压保护立马又导通MOSFET。接着就重复这个过程整个过程就是欠压和过流不断交替保护此时MOSFET从过流的16个周期重试一次变成了极短时间的不断重试每次重试都会累积热量。以前有故障定时电容的16个周期来关闭散热现在缺少这个散热MOSFET温度短时间内累积迅速升高从而烧坏。下面是这种双重保护的波形图实际中一定要避免这个事件发生虽然欠压上行和下行保护约有2V的间隙但电源超负荷的电压波动远超2V。在实际设计中电源带载能力起码要达到额定电压下的保护电流如果电源带载能力有限但器件本身对电压不敏感对电流敏感那么把欠压值设定低于2倍保护电流下的电源输出电压下才保险。三、IC控制器TPS48000等待后续总结等待后续