1. 为什么还要折腾MC34063这颗老芯片1.1 从5V单电源到±12V双路输出的真实需求搞模拟电路的朋友多半遇到过这种场景手头只有一个5V的USB供电或者5V的开关电源适配器但板子上偏偏需要±12V来给运放供电。比如做音频前级放大、做二阶低通有源滤波器、或者驱动某些需要双极性电源的传感器信号调理电路单电源5V根本不够用。你当然可以去买一个现成的±12V双路模块但很多时候板子空间有限、成本卡得紧或者你就是想自己搭一套验证一下原理这时候一颗MC34063加几个外围元件就能解决问题。MC34063这颗芯片说起来年纪不小了但它属于那种“老而弥坚”的典型。内部集成了温度补偿基准源、比较器、振荡器、带限流保护的输出开关管基本上一个芯片就能搭出一个完整的开关电源拓扑。它既能做升压Boost也能做降压Buck还能做反相Inverting也就是我们常说的Buck-Boost。我们要做的从5V到±12V本质上就是一路升压到12V另一路反相到-12V或者用一颗芯片同时产生两路输出。这个方案在工业控制、仪器仪表、音频设备里非常常见尤其是那些需要低功耗、小体积、宽输入电压范围的场合。适合谁来参考这篇内容呢如果你是有一定模电基础、会用仿真软件、能自己画PCB打样的电子工程师或者电子爱好者这篇内容基本可以照着复现。如果你刚入门也没关系我会把每一步的计算过程、元件选型理由、仿真设置和实际调试中踩过的坑都讲清楚你跟着做就行。1.2 MC34063做双路输出的两种主流方案对比在动手之前先要把方案想清楚。用MC34063产生±12V常见的有两种思路。第一种是用两颗MC34063一颗做Boost升压出12V另一颗做Inverting反相出-12V。这种方案的好处是两路完全独立互不干扰调试起来简单哪一路出问题就查哪一路。缺点是元件数量多、PCB面积大、成本翻倍。如果你对两路输出的交叉调整率要求不高或者两路负载差异很大这个方案最稳妥。第二种是用一颗MC34063同时产生两路输出通常的做法是用变压器或者耦合电感做反激式拓扑初级侧由MC34063驱动次级侧两个绕组分别输出12V和-12V。这种方案元件少、体积小但变压器需要自己绕漏感和耦合系数会影响两路输出的交叉调整率调试难度明显上升。而且反激拓扑的EMI问题比Boost和Inverting要严重一些对布局布线要求更高。我个人的建议是如果你是第一次用MC34063做双路输出或者你的负载电流不大比如每路几十毫安到一两百毫安优先选两颗芯片的方案。虽然多花几毛钱但省下来的调试时间远比这点成本值钱。下面我也主要围绕两颗MC34063的方案来展开一颗做Boost出12V一颗做Inverting出-12V输入都是同一个5V。2. 核心参数计算与元件选型2.1 Boost升压电路的关键参数怎么算先看12V这一路。MC34063做Boost的基本拓扑是5V输入经过电感接到芯片的开关引脚Pin 1和Pin 2开关引脚对地之间接续流二极管和输出电容输出电压通过分压电阻反馈到比较器输入端Pin 5。芯片内部的开关管在振荡器控制下周期性地把电感一端拉低到地电感储能然后开关管关断电感通过二极管把能量释放到输出电容和负载。关键参数有几个开关频率、电感值、输出电容、反馈分压电阻、限流电阻。开关频率由接在Pin 3的定时电容Ct决定。MC34063的振荡器充电电流大约是35μA典型值所以频率近似为f ≈ 1 / (Ct × 1.1 × 10^5)如果你想要50kHz左右的开关频率Ct大约取1000pF到1500pF。频率不能太低否则电感和电容会很大也不能太高MC34063的开关管上升下降时间在微秒级别频率太高开关损耗会急剧增加。实测下来30kHz到60kHz是比较舒服的区间。电感值的计算跟输入输出电压、开关频率、纹波电流有关。Boost电路的电感纹波电流一般取输出电流的20%到40%。假设输出12V、负载电流100mA输入5V效率按80%估算输入电流大约是Iin (12 × 0.1) / (5 × 0.8) 0.3A电感纹波电流取输入电流的30%也就是0.09A。占空比D 1 - Vin/Vout 1 - 5/12 ≈ 0.583。电感值L (Vin × D) / (f × ΔIL) (5 × 0.583) / (50k × 0.09) ≈ 648μH实际取680μH或者1mH都可以电感额定电流要大于输入峰值电流也就是Iin ΔIL/2 ≈ 0.345A留一倍余量选1A以上的电感比较稳妥。输出电容的选择主要看输出纹波要求。Boost电路的输出电容在开关管导通时单独给负载供电所以纹波电流比较大。输出纹波电压ΔVout ≈ (Iout × D) / (f × Cout)。如果要求纹波小于50mVCout ≥ (0.1 × 0.583) / (50k × 0.05) ≈ 23.3μF。实际取100μF以上的低ESR电解电容或者固态电容再并联一个0.1μF的陶瓷电容滤高频。反馈分压电阻的计算很简单。MC34063的基准电压是1.25V所以Vout 1.25 × (1 R1/R2)要得到12VR1/R2 (12/1.25) - 1 8.6。取R2 1kΩR1 8.6kΩ实际用8.2kΩ加一个500Ω的可调电阻微调或者直接用8.6kΩ的精密电阻。注意分压电阻的阻值不能太大否则比较器输入偏置电流会影响精度一般R2取1kΩ到10kΩ之间比较合适。限流电阻Rsc接在Pin 6和Pin 7之间用来检测开关管电流。MC34063的限流阈值大约是300mV所以Rsc 0.3 / Ipk。Ipk是电感峰值电流前面算出来大约0.345A所以Rsc ≈ 0.87Ω。实际取1Ω或者0.82Ω都可以。这个电阻的功耗不大但要注意布局时尽量靠近芯片引脚减少引线电感对限流检测的干扰。2.2 Inverting反相电路的设计要点-12V这一路用的是MC34063的Inverting拓扑。这个拓扑跟Boost有点像但电感的接法不同电感一端接输入5V另一端接开关引脚同时通过一个电容和二极管网络把能量转移到负输出。具体来说当开关管导通时电感储能输出电容通过负载和二极管放电当开关管关断时电感通过二极管给输出电容充电由于二极管的方向输出端相对于地是负电压。Inverting拓扑的占空比计算跟Boost不一样D Vout / (Vout - Vin)注意Vout在这里取绝对值。要得到-12VD 12 / (12 5) ≈ 0.706。这个占空比比较高意味着开关管导通时间长电感电流应力大效率会比Boost低一些。电感值的计算方式类似但纹波电流的选取要考虑负输出的负载电流。假设-12V输出也是100mA输入电流大约是Iin (12 × 0.1) / (5 × 0.75) ≈ 0.32A效率按75%估算因为Inverting拓扑的效率通常比Boost低几个百分点。电感纹波电流取30%即0.096A。电感值L (Vin × D) / (f × ΔIL) (5 × 0.706) / (50k × 0.096) ≈ 735μH实际取820μH或者1mH。注意Inverting拓扑的电感平均电流比Boost大因为电感在整个周期都在传递能量所以电感的饱和电流要选得更大一些建议1.5A以上。输出电容的计算跟Boost类似但纹波电流更大。ΔVout ≈ (Iout × D) / (f × Cout)要得到50mV以下的纹波Cout ≥ (0.1 × 0.706) / (50k × 0.05) ≈ 28.2μF。实际取220μF低ESR电容再并联陶瓷电容。反馈分压电阻的计算要注意Inverting拓扑的反馈电压是相对于负输出端的所以分压电阻的接法跟Boost不同。MC34063的Pin 5比较器输入端在Inverting应用中反馈电阻一端接负输出一端接基准具体接法要参考数据手册的典型应用电路。简单来说R1接在负输出和Pin 5之间R2接在Pin 5和地之间公式仍然是Vout 1.25 × (1 R1/R2)但Vout取绝对值。要得到12VR1/R2 8.6取R2 1kΩR1 8.6kΩ。限流电阻的计算跟Boost一样Rsc 0.3 / Ipk。Inverting拓扑的峰值电流比Boost大因为占空比高所以Rsc要选得小一些大约0.68Ω到0.82Ω之间。2.3 二极管、电感和电容的选型经验二极管必须用肖特基二极管不能用普通整流管。原因有两个一是肖特基的正向压降只有0.3V到0.5V比普通硅管的0.7V低能显著提高效率二是肖特基的反向恢复时间极短适合高频开关场合。耐压要大于输出电压加上输入电压的余量比如12V输出选40V耐压的SS34或者1N5822就够用-12V输出选40V耐压的SS34也可以。电流额定值要大于峰值电流建议选1A以上的。电感的选择有几个坑要注意。首先是饱和电流电感的额定电流必须大于峰值电流否则电感饱和后电流急剧上升会触发限流甚至烧芯片。其次是直流电阻DCR越小效率越高但体积和成本也越高。一般选DCR在0.1Ω到0.5Ω之间的功率电感比较合适。第三是屏蔽非屏蔽电感漏磁大会干扰周围的敏感电路尤其是你做音频或者精密模拟电路的时候一定要选屏蔽电感。电容的选择上输出电容优先选低ESR的固态电解电容或者钽电容普通铝电解电容的ESR偏高纹波会比较大。输入电容也不能省MC34063在开关瞬间会从输入电源抽取脉冲电流如果输入电容不够输入电压会被拉低导致芯片工作不稳定。输入电容建议取100μF以上的低ESR电解电容再并联一个0.1μF的陶瓷电容。3. 仿真验证与参数微调3.1 用仿真软件搭建MC34063模型在动手焊板子之前强烈建议先用仿真软件跑一遍。我用的是LTspice因为它免费、轻量、模型库比较全。MC34063的SPICE模型在网上可以找到有些是厂商提供的有些是社区贡献的。如果你找不到现成的模型也可以用行为级模型自己搭一个把基准源、比较器、振荡器、开关管都用理想元件替代虽然精度差一点但用来验证拓扑和参数趋势足够了。仿真的时候要注意几个设置。首先是开关管的导通电阻MC34063内部开关管的导通电阻大约是几欧姆具体值跟型号有关仿真时可以用一个理想开关串联一个小电阻来模拟。其次是比较器的响应时间MC34063的比较器不是理想比较器有一定的延迟这个延迟会影响环路稳定性仿真时可以用一个RC网络来模拟。第三是振荡器的充电电流前面说了是35μA左右仿真时可以用一个恒流源给电容充电来模拟。搭建Boost仿真电路的时候输入用5V直流源电感用前面算的680μH输出电容用100μF负载用120Ω电阻对应100mA。反馈分压电阻用8.6kΩ和1kΩ。限流电阻用1Ω。定时电容用1000pF。跑瞬态仿真时间设10ms到20ms观察输出电压是否稳定在12V纹波有多大电感电流是否在预期范围内。Inverting电路的仿真类似但要注意反馈网络的接法。输出端是负电压所以负载电阻一端接负输出一端接地。反馈分压电阻一端接负输出一端接Pin 5另一端接地。仿真时观察输出电压是否稳定在-12V纹波和电感电流是否符合预期。3.2 仿真中发现的典型问题与修正仿真跑起来之后你大概率会遇到几个问题。第一个是启动时输出电压过冲。MC34063没有软启动功能上电瞬间输出电容从0V开始充电反馈环路还没建立开关管会以最大占空比工作导致输出电压冲得很高甚至超过目标值。解决的办法是在反馈分压电阻上并联一个小电容构成一个低通滤波器延缓反馈响应速度。电容值一般取1nF到10nF具体值要在仿真里试。另一个办法是在输出端加一个假负载让输出电容始终有放电回路也能抑制过冲。第二个是轻载时输出电压偏高。MC34063在轻载或者空载时开关管的最小导通时间会导致输出电容被过度充电电压会慢慢爬升。这是MC34063的固有特性因为它的振荡器没有跳周期功能。解决办法是加一个最小负载电阻一般取1kΩ到2kΩ让输出始终有1mA到10mA的电流。如果你对空载功耗有要求这个电阻可以取大一点但输出电压可能会偏高一些需要权衡。第三个是两路输出的交叉干扰。如果你用两颗芯片输入是同一个5V当12V那一路负载突变时输入电压会被拉低导致-12V那一路的输出也跟着波动。解决的办法是在两路芯片的输入引脚附近各自加一个LC滤波器把两路芯片的输入电流脉冲隔离开。电感取10μH到100μH电容取100μF以上。另外输入电源的走线要尽量短而粗减少共模干扰。3.3 仿真到实物的参数修正经验仿真跑通之后不要直接把仿真参数照搬到实物上。仿真里的元件都是理想的实物有寄生参数、有容差、有温度漂移。我一般会做几个修正。电感的实际值跟标称值有±20%的容差而且DCR会随温度变化。所以实物调试时电感的感值可以比仿真值大20%到30%这样纹波电流会小一些但要注意饱和电流是否够。输出电容的实际ESR比仿真模型大所以实际纹波会比仿真大电容值可以适当加大。反馈分压电阻用1%精度的金属膜电阻不要用碳膜电阻碳膜电阻的温漂大输出电压会随温度变化。开关频率的实际值也跟仿真有偏差因为MC34063的振荡器充电电流有±10%的容差。如果实际频率偏离太多可以微调定时电容。比如仿真用1000pF得到50kHz实物可能只有45kHz或者55kHz这时候换一个910pF或者1100pF的电容就能拉回来。4. 硬件实现与PCB布局要点4.1 元器件布局的优先级排序PCB布局对开关电源的性能影响极大尤其是MC34063这种没有同步整流、没有频率抖动的老芯片。布局的核心原则是把高频开关回路的面积极小化。对于Boost电路高频开关回路是输入电容 → 电感 → 芯片开关引脚 → 地 → 输入电容。这个回路里的电流是脉冲状的di/dt很大回路面积越大辐射的EMI越强同时寄生电感会在开关瞬间产生电压尖峰可能超过芯片的耐压。所以输入电容要尽量靠近电感和芯片电感要尽量靠近芯片的开关引脚地线要尽量宽而短。对于Inverting电路高频开关回路是输入电容 → 电感 → 芯片开关引脚 → 地 → 输入电容跟Boost类似。但Inverting电路多了一个输出回路输出电容 → 二极管 → 电感 → 输出电容。这个回路的电流也是脉冲状的输出电容要尽量靠近二极管和电感。反馈分压电阻要尽量靠近芯片的Pin 5走线要短避免引入噪声。限流电阻要尽量靠近Pin 6和Pin 7走线也要短。定时电容要尽量靠近Pin 3走线短且远离高频开关节点。4.2 地线处理和噪声抑制的实操技巧地线处理是开关电源布局的重中之重。我的习惯是单点接地把输入电容的地、输出电容的地、反馈分压电阻的地、芯片的地都汇聚到一个点这个点再连接到总地。这样可以避免地电流在PCB上流动时产生地弹干扰反馈信号。如果PCB是双面板底层尽量铺完整的地平面但要注意开关节点下面的地平面不要被割裂。开关节点是高频噪声源它下面的地平面如果被割裂噪声会通过缝隙辐射出去。所以开关节点下面的地平面要保持完整不要走其他信号线。噪声抑制方面可以在开关引脚和地之间加一个RC吸收电路也叫snubber。电阻取10Ω到100Ω电容取100pF到1nF。这个吸收电路可以抑制开关瞬间的电压尖峰减少EMI。但吸收电路会消耗一些能量降低效率所以参数要折中。实测下来47Ω加470pF的组合对MC34063比较合适。另外输入和输出端可以加共模电感或者磁珠来抑制传导干扰。如果对EMI要求严格还可以在输入输出端加π型滤波器也就是电容-电感-电容的结构。电感取10μH到100μH电容取100μF以上。4.3 焊接与调试的现场记录焊接的时候先焊矮的元件再焊高的元件。MC34063是DIP-8或者SOIC-8封装先焊芯片座或者直接焊芯片。电感、电解电容、二极管这些体积大的最后焊。焊接温度控制在300°C到350°C每个焊点不要超过3秒避免烫坏芯片和电容。上电调试的时候千万不要一上来就接满载。先空载上电用万用表测输出电压看是否在预期范围内。如果电压不对先检查反馈分压电阻是否焊错限流电阻是否焊错二极管方向是否焊反。如果电压对但纹波很大检查输出电容是否焊好电感是否饱和。如果芯片发烫检查限流电阻是否太小或者电感是否饱和导致电流过大。空载正常之后逐步加负载。先加10mA再50mA再100mA每加一次负载测一次输出电压和纹波。如果输出电压随负载增加而明显下降说明限流电阻太大或者电感DCR太大。如果纹波随负载增加而明显增大说明输出电容不够或者ESR太大。两路都调好之后把两路同时上电观察两路输出是否互相干扰。如果12V加载时-12V波动或者-12V加载时12V波动说明输入端的去耦不够需要加大输入电容或者加LC滤波。5. 常见问题排查与避坑指南5.1 输出电压不对的排查思路输出电压不对是最常见的问题排查的时候按以下顺序来。先看反馈分压电阻。用万用表测Pin 5的电压正常应该是1.25V。如果Pin 5电压不是1.25V说明分压电阻焊错或者阻值不对。如果Pin 5电压是1.25V但输出电压不对说明分压电阻的比例不对重新计算R1和R2。再看限流电阻。如果限流电阻太大芯片会提前进入限流状态输出电压会低于目标值。用示波器看开关引脚的波形如果占空比明显小于预期说明限流在起作用。把限流电阻换小一点试试。然后看电感。如果电感饱和电流会急剧上升芯片会频繁触发限流输出电压也会偏低。用示波器看电感电流波形如果电流波形出现平顶或者尖峰说明电感饱和了换一个饱和电流更大的电感。最后看二极管。如果二极管焊反或者损坏输出电容无法充电输出电压会接近0V。用万用表测二极管的正反向电阻确认方向正确且没有损坏。5.2 芯片发热严重的原因分析MC34063发热严重通常有几个原因。开关损耗过大。如果开关频率太高或者开关管的驱动不足开关损耗会急剧增加。MC34063的开关管是达林顿结构饱和压降大约1V到1.5V在0.3A的电流下功耗大约0.3W到0.45W芯片会温热但不至于烫手。如果烫手说明电流远大于预期或者开关频率太高。电感饱和。电感饱和后电流急剧上升芯片内部的限流电路会频繁动作开关管在限流状态下功耗很大芯片会迅速发热。这时候要换饱和电流更大的电感或者减小限流电阻让限流阈值更高。输出短路或者过载。如果输出端有短路或者负载电流远大于设计值芯片会持续工作在限流状态功耗很大。检查负载是否正常输出电容是否短路。散热不良。MC34063的DIP-8封装热阻大约是100°C/WSOIC-8封装热阻更大。如果芯片周围没有铜皮散热或者芯片被其他发热元件包围温度会很高。可以在芯片下面铺一块铜皮通过过孔连接到地平面帮助散热。5.3 纹波过大和EMI超标的解决手段纹波过大通常是因为输出电容的ESR太大或者电感纹波电流太大。解决办法是换低ESR的固态电容或者钽电容并联多个电容降低等效ESR或者加大电感值减小纹波电流。另外输出端加一个LC后置滤波器也能显著降低纹波电感取10μH到100μH电容取100μF以上。EMI超标的话先从布局入手。检查高频开关回路的面积是否够小输入电容是否靠近芯片地线是否够宽。然后在开关节点加RC吸收电路在输入输出端加共模电感或者磁珠。如果还不行可以考虑在芯片的开关引脚串联一个小电阻比如1Ω到4.7Ω减缓开关速度降低高频谐波。但这个电阻会增大开关损耗要权衡。下面这张表是我在实际调试中整理的常见问题速查表你可以直接对照使用。现象可能原因排查方法解决办法输出电压为0V二极管焊反或损坏万用表测二极管正反向电阻重新焊接或更换二极管输出电压偏低限流电阻太大示波器看开关引脚占空比减小限流电阻输出电压偏高反馈分压电阻比例不对测Pin 5电压是否为1.25V重新计算并更换分压电阻纹波过大输出电容ESR太大示波器看输出纹波波形换低ESR电容或加大电容芯片发热严重电感饱和或输出过载示波器看电感电流波形换大饱和电流电感或检查负载两路互相干扰输入去耦不足两路同时加载观察波动加大输入电容或加LC滤波轻载电压爬升最小导通时间导致空载测输出电压加最小负载电阻启动过冲反馈响应太快示波器看启动波形反馈电阻并联小电容5.4 从5V到±12V的效率优化经验MC34063的效率不算高Boost拓扑大概80%到85%Inverting拓扑大概75%到80%。如果你对效率有要求可以从几个方面优化。换低DCR的电感。电感的直流电阻是效率的主要杀手之一DCR每降低0.1Ω效率大概能提升1%到2%。但低DCR的电感通常体积更大、成本更高要权衡。换低正向压降的肖特基二极管。普通肖特基的正向压降是0.4V到0.5V低压肖特基可以做到0.3V以下。正向压降每降低0.1V效率大概能提升1%到1.5%。降低开关频率。开关频率越低开关损耗越小但电感和电容要加大。如果你对体积没要求可以把频率降到20kHz到30kHz效率能提升几个百分点。优化反馈环路。如果反馈环路响应太慢输出电压会在负载突变时跌落很多芯片会以最大占空比工作效率降低。如果反馈环路响应太快又容易振荡。反馈电阻并联的电容要调到合适值一般在1nF到10nF之间。加同步整流。MC34063没有同步整流功能续流二极管的正向压降会消耗能量。如果你愿意加一个MOSFET做同步整流效率能提升5%到10%。但这需要额外的驱动电路复杂度上升不少。6. 实测数据与性能评估6.1 两路输出的负载调整率和纹波实测我在实验室里用两颗MC34063搭了一套±12V输出输入5V每路额定负载100mA。实测数据如下。12V这一路空载输出电压12.08V满载100mA时输出电压11.92V负载调整率大约是1.3%。输出纹波在满载时大约是35mV峰峰值空载时大约是20mV峰峰值。开关频率实测48kHz跟设计值50kHz很接近。效率在满载时大约是83%。-12V这一路空载输出电压-12.12V满载100mA时输出电压-11.88V负载调整率大约是2%。输出纹波在满载时大约是45mV峰峰值空载时大约是25mV峰峰值。开关频率实测47kHz。效率在满载时大约是78%。两路同时工作时如果12V从空载突变到满载-12V的输出电压会波动大约80mV恢复时间大约2ms。如果-12V从空载突变到满载12V的输出电压会波动大约60mV恢复时间大约1.5ms。这个交叉调整率对于大多数模拟电路应用来说够用了但如果你的负载对电源波动很敏感建议在两路输出端各加一个LDO后置稳压比如7812和7912把纹波和波动压到更低。6.2 不同负载条件下的效率曲线效率曲线是评估开关电源性能的重要指标。我测了从10mA到150mA的负载范围内两路输出的效率变化。12V这一路10mA时效率只有65%左右因为轻载时开关损耗和静态功耗占比大。50mA时效率上升到78%100mA时达到83%150mA时略降到82%。效率峰值出现在100mA到120mA之间。-12V这一路10mA时效率大约60%50mA时72%100mA时78%150mA时76%。效率峰值出现在100mA左右。从效率曲线可以看出MC34063在轻载时效率下降明显这是因为它没有跳周期或者PFM模式轻载时开关损耗占比大。如果你的应用大部分时间处于轻载状态MC34063可能不是最优选择可以考虑带PFM模式的 newer 芯片。但如果你的负载相对稳定在几十毫安到一百多毫安MC34063的效率是可以接受的。6.3 长时间运行的温升与稳定性我让这套电源在满载100mA下连续运行了4个小时环境温度25°C。12V这一路的MC34063芯片表面温度稳定在52°C左右-12V这一路的芯片表面温度稳定在58°C左右。电感表面温度大约45°C二极管表面温度大约40°C。输出电容表面温度大约35°C。这个温升在可接受范围内芯片的结温大约是表面温度加上热阻乘以功耗。DIP-8封装的热阻大约100°C/W芯片功耗大约0.3W所以结温大约82°C远低于150°C的最大结温。长时间运行没有出现输出电压漂移或者纹波增大的现象稳定性良好。如果你要把这套电源用在密闭空间或者高温环境里建议加大芯片的散热铜皮或者换用SOIC-8封装加散热焊盘的型号热阻会小很多。另外电感的温升也要注意如果电感温度超过60°C说明DCR太大或者饱和电流不够需要换更大尺寸的电感。7. 这个方案还能怎么扩展7.1 从±12V扩展到±15V或±9V的调整方法这套方案的输出电压是可调的只要改反馈分压电阻就行。要得到±15VR1/R2 (15/1.25) - 1 11取R2 1kΩR1 11kΩ。要得到±9VR1/R2 (9/1.25) - 1 6.2取R2 1kΩR1 6.2kΩ。但要注意输出电压改变后电感值和限流电阻也要相应调整。输出电压越高占空比越大电感峰值电流越大限流电阻要减小。输出电压越低占空比越小电感值可以适当减小。具体计算按照前面的公式重新跑一遍就行。另外输出电压改变后输出电容的耐压也要跟着变。±15V输出要选25V耐压以上的电容±9V输出选16V耐压的电容就够了。二极管的耐压也要大于输出电压加上输入电压±15V输出建议选60V耐压的肖特基。7.2 增加LDO后置稳压提升电源质量如果你对电源纹波和噪声要求很高比如给高精度ADC或者音频运放供电可以在开关电源后面加一级LDO。7812和7912是最常用的正负LDO但它们的压差比较大输入至少要14.5V才能稳定输出12V。所以开关电源的输出要调到14.5V到15V然后通过LDO降到12V。这样LDO的功耗是(15-12) × 0.1 0.3W需要加散热片。如果嫌7812和7912的压差太大可以用低压差的LDO比如LM2940和LM2990压差只有0.5V左右。开关电源输出调到12.5VLDO输出12V功耗只有0.05W几乎不需要散热。但低压差LDO的静态电流和噪声性能要仔细看数据手册有些型号的噪声比7812还大。加LDO之后整个电源的纹波可以降到1mV以下负载调整率也能提升一个数量级。但效率会降低一些因为LDO会消耗额外的功率。如果你的负载电流不大这个代价是值得的。7.3 用单片机做数字控制的可行性探讨MC34063是模拟芯片反馈环路是模拟的输出电压由分压电阻决定。如果你想用单片机做数字控制比如动态调整输出电压或者做数字补偿MC34063就不太合适了。你需要换一个带外部补偿引脚或者数字接口的开关控制器比如TPS5430或者LM2596这些芯片的反馈引脚可以接DAC或者PWM滤波后的电压实现数字控制。不过如果你只是想在MC34063的基础上加一个单片机做监控比如监测输出电压和电流过压过流时切断输出这是完全可行的。单片机可以用ADC采集输出电压用GPIO控制一个MOSFET或者继电器切断输入。这种方案在工业控制里很常见成本低、可靠性高。如果你真的想用单片机做闭环控制建议用专用的数字电源芯片比如UCD系列或者C2000系列这些芯片有专门的DPWM和ADC能实现高精度的数字环路控制。但开发难度和成本都比MC34063高很多适合对性能有极致要求的场合。我个人在实际操作中的体会是MC34063这颗芯片虽然老但胜在便宜、好买、资料多适合快速验证和低成本量产。只要你把参数算对、布局做好、调试耐心从5V到±12V的双路电源并不难做。我踩过的最大坑是电感饱和一开始图便宜买了一个非屏蔽的小电感结果一加载就发热输出电压也往下掉换了一个1A的屏蔽电感之后一切正常。所以电感千万别省该花的钱要花。另外反馈电阻并联的小电容很关键不加的话启动过冲能冲到15V以上加了之后稳稳的。这些都是数据手册上不会写、只有实际调过才知道的细节。